载波移相控制级联十一电平变频器的仿真研究

５／２００９２３

变流器・控制

　　　

载波移相控制级联十一电平变频器的仿真研究

李银玲，章勇高

（华东交通大学电气与电子工程学院，江西南昌

330013）

摘　要：级联多电平高压大容量变流器已广泛应用于大型变频传动和电力系统，其各种拓扑结构和控制策略是研究的热点。文章对级联十一电平的电路结构和工作原理进行了介绍，用Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ软件在载波水平移相控制方式下进行系统仿真，并分析了输出电压波形和谐波成分。

关键词：载波移相控制；十一电平变频器；仿真中图分类号：ＴＭ４６；ＴＰ２７３　　　　　　　　　　　　　　　　　　　文献标识码：Ａ

　　　　　　　　文章编号：１６７１－８４１０（２００９）０５－００２３－０４

Simulation Research on Cascaded Eleven-level Converter with

Carrier Phase-shifting Control

LI Yin-ling , ZHANG Yong-gao

(School of Electrical and Electronic Engineering, East China Jiaotong University, Nanchang, Jiangxi 330013, China)

Abstract: Cascaded multi-level with high voltage and large capacity converter is widely used in large-scale variable frequency drivensystem and power system. Its various topologies and control strategies are regarded as a hot point. The topology structure and working

principle of the cascaded eleven levels are presented. The system simulation is carried out by Matlab / Simulink under the carrier phase-shiftingcontrol strategy. Besides, the output voltage waveform and harmonic components are analyzed.

Key words: carrier phase-shifting control; eleven-level converter; simulation

０引言

20世纪80年代以来，多电平逆变器以其独特的优

相互独立，没有直接的电联系，因而不存在直流电容分压、均压问题[1~3]。级联多电平逆变器由于其对电网的谐波污染较少，输出的功率因数较高，尤其是不用再附加谐波滤波器和功率因数变换器，因而得到了较广泛的应用。

多电平逆变器的PWM 调制技术的研究如同多电平拓扑结构一样关键。本文就针对级联十一电平的逆变电路采用载波移相调制的控制策略进行了仿真研究。

势受到广泛的关注和研究，尤其是在大功率、高电压等场合得到了越来越广泛的应用。随着功率和电压等级不断提高，传统的两电平逆变器由于其高的d v /dt 、EMI 、开关频率和损耗等已经无法满足一些工业设计的要求。为了节约能源、提高生产效率、降低生产成本，采用多电平高压大容量变频器已成为人们的首选方案。与二极管箝位型和飞跨电容型多电平逆变器相比，级联多电平逆变器以其强大的优势，越来越受到人们的关注。级联多电平逆变器电路由独立直流电源的H 桥作为基本功率单元级联而成，各个基本功率单元的直流电源

收稿日期：2009－08－01

作者简介：李银玲（1984－），女，在读硕士研究生，主要从事多电平高压大功率逆变器及共模电压的研究。

１多电平逆变器的拓扑结构及调制技术

单元级联电路由多个H 型全桥逆变电路作为基本

１．１逆变器的拓扑结构

的功率单元级联而成。图1为三相5单元级联电路结构的拓扑图（注：图中第二、三、四单元省略）。图中a 、b 、c 各相均由5个功率单元串联组成，输出的相电压为5个功率单元输出电压的叠加。各单元相互独立，器件间不存在

动静态均压问题，各个单元的控制逻辑相互独立[4]。单个H 桥功率单元的工作原理：当开关V 11、V 14导通时，H 桥处于正向导通状态，输出正向电压E ；当开关V 12、V 13导通时，H 桥处于反向导通状态，输出反向电压－E ；当开关V 11、V 12导通时，电路处于正向旁路，输出电压为0；当开关V 13、V 14导通时，电路处于反向旁路状态，输出电压为0。当开关V 11、V 14、V 21、V 24、V 31、V 34、V 41、V 44、V 51和V 54同时导通、而其他器件关断时，H 桥单元H 1、H 2、H 3、H 4和H 5的输出电压相等且均为直流侧电压E ，十一电平级联桥逆变器的相电压为V an =V H1+V H2+V H3+V H4+V H5=5E 。依次类推，相应导通和关断一些对应的开关器件，就可使逆变器的输出相电压具有十一个电压等级，即5E 、4E 、3E 、2E 、E 、0、－E 、－2E 、－3E 、－4E 、－5E [5]。在通用的级联桥逆变器中，单元级联型电路输出相电压电平数N p 、线电压电平数N l 与每相级联功率单元数N 的关系分别是[4]：

N p =2N +1 （1）N l =4N +1 （2）

图１十一电平级联Ｈ桥逆变器的拓扑结构

Ｆｉｇ．１Ｔｏｐｏｌｏｇｙ　ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ　ｏｆ　ｃａｓｃａｄｅｄ

Ｈ－ｂｒｉｄｇｅ　ｅｌｅｖｅｎ－ｌｅｖｅｌ　ｉ

ｎｖｅｒｔｅｒ

１．２载波调制技术

多电平功率变换电路的控制策略是在两电平控制策略的基础上发展而来的。多电平载波脉冲调制有两种方法：一种是将多个幅值、频率相同的三角载波分别作一定角度的移相，并与调制波比较，生成PWM 波形，即载波移相调制，一般用于H 桥级联型；另外一种是将多个幅值相同的三角载波叠加，然后与同一个调制波

比较，得到PWM 波，即载波层叠法调制，它可以直接用于二极管箝位型多电平结构[6]。级联多电平逆变器，尤其是H 桥级联的控制方法，大多采用三角载波移相调制，这是因为它与其他的PWM 控制法相比，具有以下优点[2]：

（1）在任何调制比M 下（任何基波频率下），输出电压保持相同的开关频率；

（2）H 桥单元之间不存在输出功率不平衡的问题；（3）与主电路的模块化结构一致，三角载波移相PWM 方式中针对各个H 桥单元的载波和调制波均呈模块化结构；

（4）三角载波移相方式的输出电压频率是载波频率的N 倍（N 为串联H 桥单元个数）。

图2给出了十一电平载波水平移相PWM 调制波形图，5个载波与同一个信号波比较，当调制波大于三角波时，为导通信号，否则为关断信号。三角载波水平移相PWM 调制的本质是，对每个模块进行SPWM 调制的信号都是由一个三角波与一个正弦波进行比较后得到的，同相各模块的正弦波都相同，但每个模块的三角载波与其相邻模块的三角载波之间均有一个相移，这样各模块所产生的SPWM 脉冲在相位上是错开的[3，7]，从而提高了各模块最终叠加输出的SPWM 波的等效开关频率，因此可以在不提高开关频率的条件下减小输出谐波。此算法的理论基础是传统的SPWM 控制技术。对于级联多电平，每相级联的功率单元数若为N ，则同一相的功率单元调制波相同，载波相位相差：θ=180°/N 。

２系统建模

由上述的级联十一电平的结构、工作原理以及调

制方式可知：逆变器的脉冲是由5个三角波模块和一个正弦波相比较而得到的。将脉冲模块与主电路模块连

接，并连接测量模块、FFT 分析模块等，就可得到完整的仿真模型（图3）。

图３

系统仿真模块

Ｆｉｇ．３

Ｓｙｓｔｅｍ　ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ　ｍｏｄｕｌｅ

３仿真结果分析

为了研究十一电平的输出相电压V an 和线电压V ab

波形以及它们所含的谐波成分，使用Matlab/Simulink/Powersystem 仿真软件对十一电平进行仿真。在仿真系统中，正弦波的调制频率设置为50Hz ，三角载波的频率设置为600Hz ，调制比M 设置成1，每个H 桥的独立电源E =900V ， 负载为50mH 的电感和100Ω的电阻。图4和图5分别为在水平载波移相调制下的相电压V an 和线电压V ab ，图6和图7分别是相电压V an 和线电压V ab 的频谱分析。

图４

相电压Ｖａｎ波形

Ｆｉｇ．４Ｗａｖｅｆｏｒｍ　ｏｆ　ｐｈａｓｅ　ｖｏｌｔａｇｅ　Ｖａｎ

图５

线电压Ｖａｂ的波形

　Ｆｉｇ．５Ｗａｖｅｆｏｒｍ　ｏｆ　　ｌｉｎｅ　ｖｏｌｔａｇｅ　Ｖ

ａｂ

图６

相电压Ｖａｎ的频谱分析

Ｆｉｇ．６Ｓｐｅｃｔｒｕｍ　ａｎａｌｙｓｉｓ　ｏｆ　Ｖａｎ

图７

线电压Ｖａｂ的频谱分析

Ｆｉｇ．７Ｓｐｅｃｔｒｕｍ　ａｎａｌｙｓｉｓ　ｏｆ　Ｖ

ａｂ

仿真得出的结论是：如果将调制比变小，则相电压和线电压的谐波总畸变率都将增大，而且输出相电压和线电压的阶梯的个数都将减少。

４结语

级联多电平逆变器输出采用水平移相式P W M 技

术，同相的功率单元输出电压非常接近正弦波，其d v /dt 很小。输出开关频率具有较高的等效频率，因而提高了效率。仿真结果表明，十一电平级联H 桥逆变器，在较低的频率下谐波失真小、电压变化率低。水平移相PWM 调制非常适用于级联多电平变频器，而且效果很好，因而在一些高压大功率变频系统中具有较高的使用价值。参考文献：

[1]

Jos é Rodr íguez, Jorge Pontt, Pablo Correa. A New Modulation

Method to Reduce Common-Mode Voltages in Multilevel

Inverters[J]. IEEE Transaction on Industrial Electronics, 2004, 51(4)：834－839.

[2]刘凤君. 多电平逆变技术及其应用[M ].北京：机械工业出版

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[5]叶满园. 七电平级联逆变器调制技术的研究[J ].电力电子技

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[7]崔晶. 单元串联变频器移相P W M 的研究[J ].海南大学学报

（自然科学版），2008(2)：171－174.

（上接第２２页）

表１

不同负载电流下的软、硬开关损耗对照表ｈａｒｄ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｕｎｄｅｒ　ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ　ｌｏａｄ　ｃｕｒｒｅｎｔ

负载电流／Ａ

开通

关断总损耗开通关断总损耗

１２０４．７８１２．７７．２２５．１３２．３６１

１６０５．７９．３１５１２２１．９３３．９５６

２１０９．８１５２４２８．７２０．３４９４９

的一个范围，当谐振峰值电流为负载电流的1.4～1.6倍时，实现软开关的同时能够使软开关造成的损耗最小。

实验结果表明，在不同负载电流下，主开关管基本实现了零电流开通和零电流关断，软开关相对于硬开关的开关损耗基本上可以减小50％以上。在谐振峰值电流小于负载电流时，主开关管关断过程虽未能完全实现零电流的软关断，但仍有助于减小其关断损耗。同时，软开关的实现不依赖于负载电流。ZCT 软开关技术可以显著降低光伏并网逆变器的开关损耗，从而提高光伏发电系统的效率，具有十分广阔的应用前景。参考文献：

[1]

Wu Jia, Fred C Lee, Peng Dengming. A 100kW High-Performance

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Ｔａｂ．１Ｌｏｓｓ　ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ　ｔａｂｌｅ　ｏｆ　ｓｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ａｎｄ

软开关损耗／ｍＪ

硬开关损耗／ｍＪ

软开关降低的损耗／％

由表1可以看到：相对于硬开关来说，软开关的开关损耗基本上可以减小50%以上。实验中还发现，当谐振电流峰值小于负载电流时，关断过程虽不能完全实现零电流的软关断，但仍有助于减小其开关损耗。

虽然硬开关的开关损耗被大大降低了，但由于要实现零电流转换，则会给主电路和辅助电路带来额外的导通损耗。利用软开关技术，可以提高逆变器的整体效率，但是提高的幅度并不大，主要原因是，现在应用的IGBT 模块所带来的开关损耗占整个系统的比例已很小了，在不需要很高开关频率的情况下，硬开关的效率已经比较高了，可提高的空间很小。

[2]

[3]

[4]

[5]

４结语

本文经过理论方法的分析，给出了谐振参数设计