源端串联匹配分析案例

对高速信号线匹配问题的分析

一、问题的提出

在研发过程中，有设计人员提出，在850(CPU)的地址线上不应该加匹配串联电阻，并主张在原来设计中有串联匹配电阻的要去掉。

但根据高速信号设计原则，对高速高频信号线必须根据实际布局情况考虑信号线的匹配，否则有可能引起信号完整性问题，产生大的过冲或振玲等现象，使设计留下隐患。 为了明确上述问题，我们做了以下工作。

二、试验分析

为了对加匹配串联电阻和不加匹配串联电阻这二种情况进行比较，我们进行了下面的测试。测试的原理简图见图1，PCB 布局见图2。

测试是在收信板BRX 上进行的。将BRX 通电跑起来后，对850的一根地址线进行了测试，测试数据为其244的一根输出线上所带三个负载输入端的信号波形。850（CPU ）的时钟由50MHz 晶振分频提供，其工作频率为25MHz 。

测试的原理简图见图1，

其中 R ： 外置匹配电阻

图1 测试的原理简图

测试了以下几种情况：

1. 244的型号为PI74FCT163244VC ，驱动输出端不加33欧串联电阻，测试结果见图3、图4、图5。

2. 244的型号为PI74FCT163244VC ，驱动输出端加33欧串联电阻，测试结果见图6、图

7、图8。

3. 244的型号为PI74ALVCH162244V ，驱动输出端不加33欧串联电阻，测试结果见图9、图10、图11。

4. 244的型号为PI74ALVCH162244V ，驱动输出端加33欧串联电阻，测试结果见图12、图13、图14。

上面测试了二种型号的244，分别为PI74FCT163244VC 和PI74ALVCH162244V ，二种型号的封装一致，主要区别在于，在PI74ALVCH162244V 的输出端，内部等效串联了一个25欧的电阻，而PI74FCT163244VC 没有。

测试结果：

图3 BOOT 输入端信号波形

（244为PI74FCT163244VC ，不加33欧串联电阻，上面和下面的过冲幅度均约为800mV ）

图4 FLASH 输入端信号波形

（244为PI74FCT163244VC ，不加33欧串联电阻，上面和下面的过冲幅度均约为900mV ）

图5 FPGA输入端信号波形

（244为PI74FCT163244VC ，不加33欧串联电阻，上面的过冲约700m V，下面超过1000mV ）

图6 BOOT 输入端信号波形

（244为PI74FCT163244VC ，加33欧串联电阻，基本没有过冲）

图7 FLASH 输入端信号波形

（244为PI74FCT163244VC ，加33欧串联电阻，基本没有过冲）

图8 FPGA 输入端信号波形

（244为PI74FCT163244VC ，加33欧串联电阻，基本没有过冲）

图9 BOOT 输入端信号波形

（244为PI74ALVCH162244V ，不加33欧串联电阻，上面和下面的过冲幅度均约为200mV ）

图10 FLASH 输入端信号波形

（244为PI74ALVCH162244V ，不加33欧串联电阻，上面过冲幅度约为200mV ，下面约为200mV ）

图11 FPGA 输入端信号波形

（244为PI74ALVCH162244V ，不加33欧串联电阻，过冲很小）

图12 BOOT 输入端信号波形

（244为PI74ALVCH162244V ，加33欧串联电阻，没有过冲）

图13 FLASH 输入端信号波形

（244为PI74ALVCH162244V ，加33欧串联电阻，没有过冲）

图14 FPGA 输入端信号波形

（244为PI74ALVCH162244V ，加33欧串联电阻，没有过冲）

上面的测试结果表明：

1、 当244内部没有串联电阻时，如果外部不加串联匹配电阻，三个负载（Boot 、Flash 、FPGA ）

输入端的信号波形都存在较大的过冲，有的过冲幅度超过1000mV 。

2、 当244内部没有串联电阻时，如果外部加了串联匹配电阻（33欧），三个负载（Boot 、

Flash 、FPGA ）输入端信号波形上的过冲非常小。

3、 当244内部有串联电阻（25欧）时，如果外部不加串联匹配电阻，三个负载（Boot 、Flash 、

FPGA ）输入端信号波形上的过冲较小。

4、 当244内部有串联电阻（25欧）时，如果外部加了串联匹配电阻（33欧），三个负载（Boot 、

Flash 、FPGA ）输入端信号波形上没有过冲，但信号沿有较大的延迟。

三、简单理论分析

在电子产品的研发中，电路的功能一般要通过PCB 布线设计来实现。当信号的频率或速率较低时，PCB 上的信号线可以按集总参数来处理。但当信号的频率或速率很高时，则必须要考虑信号线分布参数的影响，将信号线当作传输线来对待。

传输线一般用特性阻抗Z C 和传播常数λ来描述，Z C 和λ取决于线的分布参数，主要是分布电感和分布电容。

端接负载的传输线问题可用下面图15的模型来分析。

U i

U 0 U(x) U t I t

0 x

图15 端接负载的传输线 X

在图15中，Z t 代表负载阻抗，U i 代表传输线上的入射电压，U r 代表反射电压。它们的关系满足：

U r =ΓU i Γ=Z t -Z c Z t +Z c

Γ称为电压反射系数。

传输线上任意点X 处的电压为入射电压和反射电压之和：U (x ) =U i +U r

在负载上，电压与电流满足：U t = It * Zt 。

当负载阻抗等于传输线特性阻抗时，反射系数为零，传输线上没有反射电压，只有入射波电压，此时，信号能量完全被负载接收，负载端与源端具有一致的信号波形。这种情况称

传输线与负载处于匹配状态。

当负载阻抗不等于传输线特性阻抗时，反射系数不为零，传输线上存在反射电压，此时，将有信号能量被负载反射回去，对于正弦波信号，将在传输线上形成驻波效应，负载端的信号与源端信号将不能保持一致。这种情况称传输线与负载没有实现匹配。

在信号传输过程中，如果源阻抗和负载阻抗都不等于传输线的特性阻抗，则在源端和负载端都处于非匹配状态。这种情况下，将有信号能量在传输线上来回反射。这是引起信号振铃、过冲、欠冲等现象的根本原因。

如果信号上存在较强的过冲，表明信号在线上来回反射较强。信号在线上来回反射，将会增加对外的辐射干扰，同时也会加大对附近其它信号的串扰。另一方面，任何逻辑器件，其输入信号的辐度都要求在一个限值范围内，信号上较大的过冲将会接近甚至超过这个限值。这样必将对器件的长期稳定工作带来严重的隐患，从而影响产品的可靠性。因此，从产品可靠性和信号完整性的角度来看，在设计过程中，必须尽可能地降低信号上的过冲。

四、几点结论

1. 单板上所有高速高频信号线均应考虑匹配设计。经验的做法是，对于模拟信号，当信号

线的长度大于信号中最高频率对应的波长的二十分之一时，应该将信号线当作传输线来对待。对于数字信号，当信号线的长度(单位厘米) 大于3倍信号上升或下降时间(单位纳秒) 时，必须对信号线采取匹配措施。

匹配端接方式一般有以下几种：在源端串联电阻、在负载端上拉并联电阻、在负载端下拉并联电阻、在负载端采用RC 并联、在负载端采用Thevenin 网络等，不同的方法各有自己的特点。更详细的信息可以参见文后的参考资料。

在采取匹配措施时，匹配器件的参数必须合适。不合理的参数不仅不能减轻信号完整性问题，反而有可能加大信号完整性问题。

解决高速PCB 板的信号完整性问题，较好的方法是进行仿真分析。在目前我们进行PCB 仿真较困难的情况下，通过试验来确定合适的参数是一种可行的方法。

对于244，在输出端串联匹配电阻，可以有效地减少信号的过冲。但是从测试波形上也可以看到，加了串联电阻后，会引起信号上升沿和下降沿的变缓。串联电阻越大，其变缓得越厉害。从电磁兼容的角度看，信号沿的变缓是有利的，它可以缩小信号的高频带宽，减小信号线对外的高频辐射干扰及对附近其它信号的串扰。但信号沿的变缓也可能对电路功能的实现带来负面的影响，必须针对具体电路进行分析。如果信号沿的变缓对电路功能没有影响，则串联匹配电阻的阻值主要以尽量减小过冲来确定。如果信号沿的变缓对电路功能实现存在负面的影响，则要对串联匹配电阻的阻值找到一个平衡点。该阻值以不影响电路功能的实现为第一选择，同时保证过冲要较小。如果这样的一个平衡点找不到，则不能采取串联电阻匹配方式，应该采取其它的匹配端接方式。因此，在采取串联电阻匹配方式时，除了考虑要尽量减小过冲外，还要考虑信号上升沿和下降沿变缓的影响。

对于244，如果采取在输出端串联电阻的匹配方式，则有以下二种方案：

1. 采用不带内阻的244，在外面配置匹配电阻。

2. 采用带内阻的244，外面不配置匹配电阻。

二种方案中，第一种方案比较灵活，当根据试验情况需要改变电阻值时，可以方便地做到，不须对PCB 设计改版。第二种方案比较死板，一旦有改变参数的需要时，就只能通过改版来实现。因此，比较而言，以采取第一种方案为宜。 2. 3. 4. 5. 6.