三电平空间矢量调制

第26卷 第12期 2006年6月 中 国 电 机 工 程 学 报

Proceedings of the CSEE V ol.26 No.12 Jun. 2006

2006 Chin.Soc.for Elec.Eng.

文章编号：0258-8013（2006）12-0095-06 中图分类号：TM714；F123.9 文献标识码：A 学科代码：470-40

一种具有中点电位平衡功能的 三电平空间矢量调制方法及其实现

宋文祥1，陈国呈1，武 慧2，孙承波2

（1．上海大学电站自动化重点实验室，上海市 闸北区，200072； 2．上海新源变频电器股份有限公司，上海市 闸北区，200072）

A Novel SVPWM Strategy and Its Implementation Considering Neutral-point

Potential Balancing for Three-level NPC Inverter

SONG Wen-xiang1，CHEN Guo-cheng1，WU Hui2，SUN Cheng-bo2

（1．Shanghai Key Laboratory of Power Station Automation Technology，Shanghai University，Zhabei District，Shanghai 200072，

China ；2．Shanghai Shinyuan Inverter Electric Co. Ltd. Zhabei District，Shanghai 200072，China ）

ABSTRACT ：This paper proposes a novel SVPWM strategy for the three-level neutral-point-clamped voltage source inverter, based on the particular disposition of all the redundant voltage vectors. The new modulation approach shows superior performance for the harmonic voltage and the control of neutral-point potential compared to the popular eight-stage centered SVPWM and realizes the balancing control of inverter neutral-point potential by modifying redundant small vectors pairs ’ distribution factor accurately, only requiring the information of dc-link capacitor voltages and three-phase load currents, which is convenient to apply and is compatible of digital computer realization. The feasibility of the proposed control approach has been verified via simulation and experiment results.

KEY WORDS：Neutral-point-clamped inverter; Neutral-point potential control; space vector pulse width modulation (SVPWM); Distribution factor

摘要：基于冗余电压矢量的不同处理，提出一种三电平空间电压矢量调制模式这种调制模式较之常见的八段对称式SVPWM 具有明显的谐波和控制优势。为解决三电平逆变器中点波动问题，基于这种调制方法提出了一种新的中点电压平衡控制方法，推导了分配因子计算公式，这种方法只需直流电容电压和负载三相电流的信息，通过调整小矢量对的时间分配因子实现对中点电流的精确控制。控制算法简便易行，有利于计算机数字化实现。所提出控制方法的有效性通过仿真和实验研究得到了证实。

基金项目：上海市重点学科建设项目资助（T0103）。

关键词：中点箝位式逆变器；空间矢量调制；中点电压平衡；分配因子

0 引言

中点箝位式三电平逆变器相对于传统两电平逆变器具有明显的优势，从而在中高压大功率的场合得到了广泛的应用。由于开关器件承受的电压仅为直流母线电压的一半，对于给定的功率半导体器件，这种特性使得电压型逆变器(VSI)的功率等级提高了

一倍，而且这种功率等级的提高并不需要增加额外的硬件设施。另外输出电压的第一簇谐波集中在开关频率的两倍处[1-6]，这种特性进一步降低了无源器件的尺寸、重量和费用，同时也改善了输出波形的质量。该拓扑结构不足之处在于：三电平VSI 需要更多数量的器件，控制复杂性明显增加以及中点电压发生波动。

电压型逆变器的输出性能主要取决于调制算法，空间电压矢量调制技术(SVPWM)以其易于数字实现，电压利用率高等优点，得到了广泛的应用。三电平逆变器电路如图1所示。其开关状态可用图2所示空间矢量图说明。所有空间矢量可以分类为零矢量、小矢量(内六边形的顶点) 、中矢量(外六边形边的中点) 和大矢量(外六边形的顶点) ，零矢量和小矢量都有冗余开关状态。在三电平空间矢量调制模式中，目前最常见的就是八段对称式SVPWM [2-7]，这种脉宽调制调制模式实质上是一种单极性调制。

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但不同的冗余矢量处理方式会产生不同的空间矢量调制模式，由此可以产生的一种调制方式就是在空间矢量图的内六边形中采用双极性调制，其外围三角形采用半双极性调制或单极性调制，这种调制方法的谐波性能优于常见的八段对称式SVPWM ，而且这种调制方法十分有利于中点电压的平衡控制。

1 三电平空间矢量调制

1.1 输出电压矢量的作用时间

如图2所示6个大电压矢量将空间矢量图分为6个正三角形区域，以大矢量PNN 为起始沿逆时针每60°依次定义为扇区I 、II 、…、VI 。对首个60°的第I 扇区进行分析，然后根据对称性，可以得到整个360°的工作情况分析。

以图3为例分析空间电压矢量的合成，假设期望的电压矢量落在C 三角形中，由伏秒平衡原则有

U 1⋅T a +U

2⋅T b +U 4⋅T c =U ref ⋅T s (1)

T a +T b +T c =T s (2) 式中：T a 、T b 、T c 分别为矢量U 1、U 2、U 4的作用时间；T s 为空间矢量调制的控制周期，考虑到参考空 间电压矢量U ref =U ref ⋅(cosθ+jsin θ) ，可得

T a =T s [1−2k sin θ] (3)

π

T b =T s [1−2k sin (−θ)] (4)

3π

T c =T s [2k sin(+θ) −1] (5)

3其中，k =2U ref

深度。同理，可以得出

参考矢量位于三角形A 、C 、D 中三矢量的作用时间，在此略去推导过程。由对称性不难得出其余5个扇区的矢量作用时间。

[8]

U 图1 三电平中点箝位式逆变器主电路 Fig.1 Power stage of three-level npc inverter

图2 三电平逆变器空间电压状态矢量图 Fig.2 Space voltage vector with their switching

states for three-level inverter

013本文首先基于三电平冗余电压矢量的不同处理，提出了一种三电平空间电压矢量调制模式，并分析了在这种空间电压矢量调制方式下的三相负载电流流进和流出中点对于中点电位的影响，然后基于这种调制模式提出了一种新的中点电压平衡控制方法。这种方法只需电容电压和负载三相电流信息，控制算法简便易行

，有利于计算机数字实现。最后对所提出的控制方法进行了仿真和实验研究，实验中采用TMS320LF2407A DSP 为核心控制芯片，电压电流检测采用高精度的霍尔传感器。研究结果表明该调制模式及其中点控制方法是正确有效的，并且控制软件便于实现，具有实际应用价值。

图3 扇区I 中的参考矢量合成

Fig.3 Vector approach for desired vector in sector I

根据各矢量作用时间，按照中心化对称的矢量发送顺序，可以得出参考矢量位于各个三角形中时三相输出矢量时序图，由此就可以得到三相桥臂各开关器件的驱动信号。同时考虑到参考矢量位于不同三角形中时对冗余矢量的不同处理，分别得到不同的PWM 模式，下面就这个问题作进一步分析。 1.2 参考矢量位于A 三角形

为了确保光滑的输出电压波形，在本文提出的SVPWM 调制模式中，用于合成A 三角形的输出电压矢量首发矢量都是零矢量PPP ，这样可以有效地避免扇区切换过程中发生矢量突变。

第12期 宋文祥等： 一种具有中点电位平衡功能的三电平空间矢量调制方法及其实现 97

例如，参考矢量位于Ⅰ扇区三角形A 中，输出矢量的次序为PPP →PPO →POO →OOO →OON →ONN →NNN →ONN →OON →OOO →POO →PPO →PPP ；当然首发矢量采用零矢量NNN 也可以，则矢量发送次序为NNN →ONN →OON →OOO →POO →PPO →PPP →PPO →POO →OOO →OON →ONN →NNN 。具体三相输出时序图如图4所示。根据这个时序图，就可以得出三相桥臂开关器件的驱动信号。由图4(a)可以看出此时PWM 生成模式为双极性调制，在每个开关周期中各相的4个开关器件都必须开通关断一次，所以线电压的脉冲数是常见单极性调制的2倍。同时这种双极性调制模式下，三角形A 的两对冗余电压小矢量都被使用，这种特性十分有利于中点电压的波动抑制。

角形C 的两对冗余电压小矢量都被使用，与A 三角形一样这种特性十分有利于中点电压的波动抑制。 1.4 参考矢量位于B 和D 三角形

因为用于合成位于B 和D 三角形的参考矢量的冗余矢量只有一对，所以此时PWM 生成模式为单极性调制，即在每个开关周期中3相桥臂中的4个开关器件只有成对的一组开关器件（例如于A 相而言为S 1和S 3或者S 2和S 4）导通关断一次，另一组则保持常通或常断。三相输出时序图如图5 所示。和三角形A 和C 不同的是，此时只有一对冗余小矢量可以用于中点电压的波动抑制。

S −−S −−−S −

−−−−−−S (b) C 三角形

图5 输出电压矢量时序图(a)B三角形(b)D三角形 Fig.5 The timing diagram of output voltage vectors

in (a) triangle B and(b) triangle D

图4 输出电压矢量时序图

Fig.4 the timing diagram of output voltage vectors in

1.3 参考矢量位于C 三角形

同样地，为保证输出电压波形的光滑性，应有效避免扇区切换过程中的矢量突变，因此用于合成的C 三角形输出电压矢量的首发矢量是正小矢量PPO 。需要指出，如果在A 三角形中首发矢量采用零矢量NNN ，则此时输出电压矢量的首发矢量应为负小矢量ONN 。具体的输出矢量次序为PPO →POO →PON →OON →ONN →OON →PON →POO →PPO ；三相输出时序图如图4(b)所示。可以看出此时PWM 生成模式为半双极性调制，即

在每个开关周期中3相桥臂中的某一相的4个开关器件都必须开通关断一次，同时这种半双极性调制模式下，三

由上述分析可以看出，这里提出的SVPWM 方法和常见的8段对称式单极性SVPWM 在本质上是一样的，都是由最近三个电压矢量合成参考电压矢量。不同之处在于前者在每个开关周期中各相桥臂的4个器件都必须开通关断一次，表现在线电压的脉冲波形中其脉冲数是后者的2倍。而后者在每个开关周期中各相桥臂只有成对的一组开关器件在导通关断，另一组则保持常通或常断。

因此，在相同硬件工作条件下前者调制的谐波特性要优于后者，这一点也可以从图6给出的这两类SVPWM 模式下的输出线电压FFT 看出来。从对于冗余电压矢量的处理来看，前者的调制方式更为有利于中点电压的波动抑制。但是，因为开关次数多了一倍，前者调制的开关损耗特性要逊色于后者。

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第12期 宋文祥等： 一种具有中点电位平衡功能的三电平空间矢量调制方法及其实现 99

令Q NP =Q NP0，可得到

k =

I b T a +I c (T a +T b ) +Q NP 0

(11)

(I c −I a )(T a +T b ) −I b (T b −T a )

图7给出了系统输出频率f 为50Hz 、调制深度M 为0.8时的仿真运行波形。图中t =0.04S之前没有施加中点控制，之后施加控制，由此比较了中点电压波动情况。可以看出未施加控制之前中点直流电压有较大的波动，加入了中点控制算法以后，电容电压波动得到了有效的抑制。

1500 1000 500 0 −500 −1000

t /s −1500

0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08

(a) 输出PWM 相电压

/ 100 50 0 −50 −100 t /s

0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08

k =

I a T a +I b T b +I c T s +Q NP0

(12)

(I c −I a )(T c +T b ) −I b (T c −T b )

u a o /V

式(11)就是当参考矢量位于三角形A 中时冗余矢量分配因子计算公式。根据此式得出的分配因子，即可以实现精确调整冗余小矢量的时间分配，以达到中点电位平衡的目的。

当参考矢量位于C 三角形中时, 同上假设可以得到冗余矢量分配因子

k =k =

I a (T a +T b ) +I b (T a +T c ) +I c T s +Q NP0

(13)

−2I a T c I a (T a +T b ) +I b T b +I c T s +Q NP0

(14)

2I c T c

u o /V

当参考矢量位于B 、D 三角形中时，此时只有一对冗余矢量作用故不需判断中点电流极性，得出的分配因子计算公式分别如式(13)，(14)所示。

如果此时流入中点的电流极性相反，类似地可以得出计算公式。当参考矢量位于其它扇区时，由对称性不难得出相应的分配因子计算公式。 控制中点平衡所需分配因子k 是以Q NP =Q NP0

为条件得出的，但实际分配因子还将受到调整幅值

1.0 0.8 0.6 0.4 0.2

t /s 0

0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08

k /p u I c /A

的限制，必须满足约束条件：0≤k ≤1。在此约束条件下通过调整正负小矢量的时间分配，中点电位波动可以完全得到抑制。不能满足约束条件的正负矢量时间分配，此时只能在约束条件的限制下使得流入中点的中点电荷尽可能少，中点电位波动可以得到改善，但是不能够得到完全抑制，这一点和文献[9]的结论是类似的。

80 40 0

−40

t /s −80

0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08

(d) 输出负载电流

图7 中点电压平衡控制仿真波形（M =0.8, f =50Hz）

Fig.7 Simulation results for NP balancing

control when M =0.8, f =50Hz

图8为逆变器运行于双极性调制模式下一相桥臂上成对的一组开关器件实际驱动信号，图9为实验运行中的电机线电压和线电流波形。

图10为电动机运行过程中施加中点控制前后的中点波形。

从以上结果可以看出，本文所提出的调制方法及其中点控制算法是正确可行的。

10V /格 10V /格

U g 1

4 仿真和实验结果

为验证本文提出的三电平空间矢量调制及其中点平衡控制算法的有效性，首先针对三相阻感负载进行了仿真研究，所采用的对称三相负载参数为：电阻值为12 Ω；电感值为20 mH ；直流电容C 1=C 2=220 µF ；系统的直流侧电压为2 000 V ；控制周期为400 µS ；基波频率为50 Hz 。然后在以TMS320LF2407A DSP 为核心控制芯片构建的三电平逆变器实验平台系统上进行了实验研究，直流电容值为200 µF ，实验中的三相异步电机参数为： 380 V ，Y 接法，3 kW 。

U g 3 (a) 10ms/格

t /ms

100

10V /格 10V /格

U g 1

中 国 电 机 工 程 学 报 第26卷

U g 3

t /ms

u a

i a

t /ms

10ms/格

u o

10V /格

100ms/格

t /ms

图10 运行中的中点电压波形(M =0.6, f =30 Hz)

Fig. 10 Experimental results of NP variation comparison without and with NP balancing control when M =0.6, f =30 Hz

5 结论

本文基于冗余电压矢量的不同处理，提出一种三电平空间电压矢量调制模式，这种调制模式较之常见的八段对称式SVPWM 具有明显的谐波和控制优势。为解决三电平逆变器中点波动问题，基于这种调制模式提出一种新的中点电压平衡控制方法，推导出分配因子计算公式，这种方法只需直流电容电压和负载三相电流的信息，通过调整小矢量对的时间分配因子实现对中点电流的精确控制。控制算法简便易行，有利于计算机数字化实现。仿真和实验结果证实所提控制方法是正确有效的，并且控制软件便于实现，具有实际应用价值。

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20A /格 200V /格

收稿日期：2006-01-29。 作者简介:

宋文祥(1973—) ，男，江苏籍，博士研究生，研究方向为多电平变换器及其调速系统，E-mail ：[email protected]；

陈国呈(1944—) ，男，福建籍，博士，教授，博士生导师, 研究方向为新型电力电子变换及其应用。

（编辑 王彦骏）