单片式光电传感器电路设计
第13卷第45期1998年3月
郑州轻工业学院学报
JOU RNAL O F ZH EN GZHOU I N ST ITU T E O F L IGH T I NDU STR Y
. 13 N o . 45V o l
M ar . 1998
单片式光电传感器电路设计
路立平 ΞΞ
ΞΞΞ
Ξ
(摘 要 , 设计了以集成运算放大器芯片LM 324为
. 利用LM 324中的4个运算放大器实现了光源脉冲激励、、信号处理及压频转换信号输出等多电路环节. 该电路功能强, 结构简单, 工作可靠, 信噪比高, 可单电源工作, 并且成本低廉.
关键词 光电传感器; 振荡器; 电路设计中图分类号 TN 206
0 引言
光电传感器由光源、光学系统和光电探测器3部分组成. 红外发光二极管和光敏三极管作为方便廉价的光源和探测器用于许多光电检测系统中, 如用于以吸收法为原理的浓度、浊度检测系统. 在这样的系统中, 光电传感器电路的任务有3方面:一是产生红外发光二极管的激励电信号; 二是实现光电信号转换与处理; 三是信号输出.
在检测系统, 特别是在便携式仪器中, 光电传感器电路的设计常常受到体积、功耗及可靠性等方面的制约. 因此应着重考虑以下几点:
1) 选单电源工作电路, 如5V 电压源, 以使传感器电路能与微处理器方便接口, 同时也能简化电源电路;
2) 电路应紧凑、简单, 以减小体积和功耗, 提高电路可靠性;
3)
电路输出应为数字量或频率量, 以便于微处理器进行数据采集;
4) 采用脉冲激励信号激励红外发光二极管, 对光电信号进行隔直流滤波, 以便消除检测系
统误差和噪声干扰.
笔者在科研工作中依照上述原则成功地设计并应用了以单片四运放电路LM 324为核心的光电传感器电路. 该电路能够完成从红外发光二极管激励、信号转换处理直至频率信号输出等各环节功能.
1 电路选型
按照光电传感器所应完成的功能, 可将传感器电路分为3部分:红外发光二极管脉冲电流
ΞΞΞΞΞΞ
本文收到日期:1997203231男, 36岁, 副教授
贾岩工作单位为河南省技术监督局
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激励电路, 光电信号转换与隔直流滤波电路, 压频转换电路. 对三部分电路的选型构造, 有如下
设想:
1) 用一个运算放大器实现脉冲振荡, 并推动三极管输出脉冲电流, 从而激励红外发光二极管发出脉冲光;
2) 用光敏三极管完成光电转换, 用二极管和电容器对光电转换信号进行隔直流、箝位及低通滤波处理, 再用一运算放大器对滤波后的信号放大输出, ;
3) , 于前面所说的滤波放大的直流电压, 以上电路构造设想共用到4路. LM 324共有14条引脚, 内含, :体积小, 功耗低, 可单电源工作, (, .
2图1是单片式光电传感器电路总图. 各部分电路工作原理简述如下.
. E . E
T 2
2
. V C
1
3
R 1
E
R 7
C 3
3
T 1
6
R 5
4
R 2
R 20
4
04
8
141
11A 2
A 3
u 02
E .
C 4
8
R 10
R 11
R 12
充电
u 03
9
R 13
T 3
R 14
5R 15
图1单片式光电传感器电路
图1中A 1, C 1, R 1~R 5及T 1构成红外发光二极管D 1的脉冲电流激励电路. 其中, A 1, C 1,
R 1~R 4实现自激脉冲振荡; T 1, R 5完成脉冲电流输出. V C 是振荡控制信号, 当V C 为高电平(接近E ) 时, C 1的电压被箝位在高电平, A 1的输出u 01恒为低电平, D 2的激励电流为0; 当V C 为低
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电平
(接近地电位) 时, D 1截止, A 1处于自激状态, D 2在脉冲电流激励下发出脉冲红外光. A 1振荡过程中有关的电路变量的波形如图2所示.
图2中的V OH 和V OL 分别代表LM 324运算放大器的正向饱和输出电压与反向饱和输出电压, V REF1H 和V R EF1L 分别代表迟滞比较器A 1的上限触发电平与下限触发电平. 当A 1输出电压u 01等于V OH 或V OL 时, 电容C 1处于充电状态或放电状态. 当C 1充电使u C 1升至V R EF1H 时, u 01由V OH 下跳至V OL ; 当C 1u C 1降至V R EF1L 时, u 01由V OL OH . u V REF1H
V REF1L
OH
的过程周而复始, .
图1~, 2, C 3, 3, D 4及A 2
. 由光敏三极管T 2输出的脉冲电流经R 6取样形成频率及相位与发光激励电流相同的脉冲电
T V OL
o
T t
图2A 1振荡过程波形图
压, C 2的隔直流作用使该电压中的脉冲部分可以通过, 而包含背景光影响的直流部分被阻隔. D 3的箝位作用使C 2能快速放电, 同时保证R 6上的脉冲电压能高比率地通过C 2. D 4, R 7和C 3构成整流滤波电路, 目的是将通过C 2传输过来的脉冲电压整流滤波为直流电压, 该电压经A 2放大后输出, 从而完成信号的转换与处理.
图1中A 3, A 4, R 11~R 20及C 4构成压控振
u 荡电路, 其中A 3工作在线性放大区, A 4则是一个迟滞比较器. 当A 4处于反向饱和状态或正向饱和状态时, C 4恒流充电或恒流放电, 同时u 03线性下降或线性上升. C 4的充电电流由u 02控制, 放电电流仅与电路参数有关, 而与u 02无关. 当u 03降至A 4的下限触发电平V R EF2L 或上升至A 4的上限触发电平V R EF2H 时, A 4将由反向饱和状态进入正向饱和状态或由正向饱和状态进入反向饱和状态, 这便是振荡的原理. A 4状态跳变的频度与C 4的充电流数值有关. 亦即与u 02有关. 这就是u 02控制振荡频率的原理, 亦即压频转换原理. u 03和u 04波形如图3所示.
V REF2H
V REF2L
o u V OH
t
T V OL
o
T t
图3压控振荡器工作过程波形图
3 电路元件参数设计计算
V OL
在下面的分析计算中, 设E =5V , V OH =3. 8V (实验测量结果) . 此外, 为减化计算, 忽略和三极管的饱和压降V ces .
在单电源工作条件下, C 1的充电时间常数和放电时间常数相等, 设为Σ, 于是有 Σ=R 4 C
3. 1 发光二极管激励电路设计计算
①
第45期路立平等:单片式光电传感器电路设计
・ 43・
由电路理论中的三要素法可确定C 1的充电时间△T 1和放电时间△T 2分别为
V R EF1H -V OH ∃T 2=Σ ln
V REF1L
∃T 1=Σ ln ②③
由图1可确定迟滞比较器的上限触发电平和下限触发电平分别为
V R EF1H = E + V OH ④
R 1+R 3∥R 2R 3+R 1∥R 2
V R EF1L = E ⑤
R 1+R 3∥R 2
在确定①~⑤式中各参数时, :, V R EF1H 和V R EF1L 的值分别在2. 5V 1. ; ) 率, ) , 以及隔直电容C 2不能, Hz .
, 取下列一组参数较合适:
R 1=R 3=R 4=20k 8 R 5=15k 8 C 1=0. 01ΛF 代入①~⑤式, 有
V R EF1H =2. 64V V REF1L =1. 50V Σ=0. 2m s ∃T 1=0. 137m s ∃T 2=0. 113m s
(∃T 1+∃T 2) =4kH z 脉冲电流频率f 0=1 . 3. 2 信号转换与隔直滤波放大电路设计计算
该部分电路参数的设定主要根据光电器件型号、应用场合要求的灵敏度以及单电源条件
下的动态范围等情况确定, 最终选定以下型号及参数:
D 用H G424; T 1, T 3用8050; T 2用3DU 33; D 3, D 4用4148; C 1=1ΛF; C 3=10ΛF; R 5=758; R 6=10k 8; R 7=30k 8; R 8=417k 8; R 9=3. 3k 8; R 10=1k 8.
3. 3 压控振荡电路设计计算
由图1可知A 4的上限触发电平和下限触发电平分别为
E + V OH
R 20+R 19∥R 18R 18+R 19∥R 20
V R EF2L = E
R 20+R 19∥R 18
由于C 4的充放电是恒流的, 故u 03的下降时间和上升时间分别为
V R EF2H =
⑥⑦
(R 12+R 13) C 4
u 02
∃T 4= R 12 C 4
V 5
其中, V 5是A 4正向饱和时A 3的正向输入端电压, 并且有
∃T 3=
⑧⑨
V 5=
E +×0. 7
R 16+R 14∥R 15R 14+R 16∥R 15
κβ
在确定⑥~βκ式中各参数时, 应注意以下几点:1) 为突出u 02对振荡频率控制的主导作
用, 应使C 4的充电时间远大于其放电时间(当u 02较小时这点无法实现) ; 2) V R EF2H 和V REF2L 分别与V REF1H 和V R EF1L 相近; 3) 为保证A 4正向饱和时T 3能可靠饱和, V 5要>1V ; 4) 为便于微处理机对频率信号进行测量, 当u 02取最大值(3. 8V ) 时, 压控振荡器频率≤10kH z .
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基于以上考虑, 取下列参数较合适:
R 12=2k 8 R 13=R 18=R 19=R 20=10k 8 R 14=R 15=R 16=7. 5k 8 R 17=1k
8 C 4=0. 047ΛF 代入⑥~βκ式, 有
V R EF2H =2. 93V V REF2L =1. 67V V 5=1. 9V
∃T 4=0. 062m s ∃T 3=0. 71 u 02(单位为m s ) 由此可得压控振荡器频率f 与控制电压u 02的关系为
(∃T 3+∃T 4) =1000u 02 (710+62u 02 f =1
当u 02=3. 8V 时, f =4. 02kH z, .
4 结论
1) , 提高了电路可靠性, 降低了功耗, 有较高的性能价格比;
2) 以频率信号输出, 避免了使用较贵的A D 转换器, 且易于同微处理器接口; 3) 实现了脉冲驱动和隔直流传输, 提高了信噪比;
4) 在实际的模拟电压取值范围内f 与u 02的关系接近线性, 减小R 2可进一步提高线性度; 5) 根据实际情况适当调整参数后, 该电路有很高的使用价值.
参 考 文 献
1 钱浚霞等. 光电检测技术. 北京:机械工业出版社, 1993. 71~84
2 实用电子电路编写组. 实用电子电路手册(模拟电路分册) . 北京:高等教育出版社, 1991. 5
~63 康华光. 电子技术基础. 第3版. 北京:高等教育出版社, 1988. 436~454
TH E S I N GL E CH IP C I RCU IT D ES IGN
FO R PHO TO EL ECTR I C SEN SO R
L u L ip ing L u X iaoli J ia Y an
Ξ
ABSTRACT
T he fundam en tal p rinci p les of circu it design fo r p ho toelectric sen so r are given . T he sin 2gle p ho toelectric sen so r circu it based on OA LM 324is designed . LM 324is u sed to generate exciting p u lse fo r ligh t sou rse Κto p rocess p ho toelectric signal and to realize vo ltage 2to 2fre 2quency conversi on . T he circu it is pow erfu l in functi on Κsi m p le on structu re Κreliab le on w o rk Κh igh in S I N Κsupp lied by single pow er souce Κand very cheap . Keywords Πp ho toelectric sen so r Μo scillato r Μcircu it design
Ξ
L u L ip ing p lace of w ork is Con trol E ng ineering D ep a rt m en t of Z IL
I