三电平整流器PWM控制技术
第20卷第6期电力系统及其自动化学报Vol . 20No . 6
2008年12月Pr oceedings of the CS U 2EPS A Dec . 2008
三电平整流器P WM 控制技术
李中奇
(华东交通大学电气与电子工程学院, 南昌330013)
摘要:为了分析三电平P WM 整流器解耦控制的运行效果, 采用对三电平P WM 整流器在旋转dq 坐标系中进行坐标变换的处理方法, 得到了其简化的数学模型, 建立电压电流解耦环节, 对解耦后的dq 轴电流分量分别进行P I 控制, 实现了电流内环和电压外环的独立控制。仿真结果表明, 采用该方法进行解耦控制的三电平P WM 整流器相电压、相电流在稳定运行时基本上保持同步, 并且网侧相电流的T HD 只有2. 865%, 能够达到直接上网的要求。关键词:整流器; 二极管钳位; dq 坐标解耦; P I 调节器中图分类号:T M46
文献标识码:A 文章编号:100328930(2008) 0620116204
P WM Con trol Technology for Three 2level Recti f i er
L I Zhong 2qi
(School of Electrical and Electr onic Engineering, East China Jiaot 330013, China )
Abstract:Si m p lified mathe matic model of three 2level P the dq r analyzed, and the decou 2p ling l oop s of voltage and current are on . d 2q axis currents are contr olled by P I con 2tr oller . The si m ulati on har monic magnitude, higher power fact or and better dyna m ic perfor .
Keywords:di dq coordinate decoup ling; P I adjust or
随着用电设备谐波标准日益严格, 采用高功率因数, 低谐波的P WM 整流器取代传统的二极管不可控整流和晶闸管相控整流装置是必然趋势。对于高压大容量变频器而言, 多电平变流器又有许多两电平变流器所不具备的优点。本文所讨论的三电平整流器NPC (neutral point cla mped ) 具有以下
[1-4]
优点:①每个功率器所承受的关断电压仅为直流侧母线电压的一半, 这样在相同情况下, 直流母线电压就可提高一倍, 容量也可提高一倍; ②在同样开关频率及控制方式下, 三点式变流器输出电压或电流的谐波大大小于二点式变流器, 因此总的谐波失真(THD ) 也远小于二点式变流器; ③三点式变流器输入侧的电流波形即使在开关频率很低时也能保证一定的正弦度。因此这种拓扑结构的变流器在油田、机车牵引等大容量领域及在电力系统中的柔性供电(F ACTS ) 方面都得到了广泛应用。 本文在提出三电平P WM 整流器d q 坐标系下的简化数学模型基础上, 分析模型, 解耦有功电流和无功电流, 对有功电流和无功电流分别进行闭环
[5-7]
P I 控制, 并给出MAT LAB 仿真和实验结果。
1 三电平整流器主电路拓扑及解耦控制原理
三电平主电路的拓扑结构如图1。可见每一
桥臂有四个I G BT 开关管组成, 其中直接连到正负直流母线上的两个开关管叫主开关管, 中间的两个开关管叫辅助开关管。直流电容器由两个大小相同的电容串联而成, 这样就可提供一个中性点(neutral point ) , 连接到中性点上的两个二极管称为箝位二极管(cla mp ing di odes ) , 它可把整流器的电压箝位到和中性点电位相同, 因此也称为中性点箝位整流器。在每个时刻, 整流器都必须有两个开关管导通。以A 相为例, 允许的开关管组合分别是VT1和VT2, VT2和VT3, VT3和VT4, 其余的组合都不允许。这三种情况对应的电压分别是u d /2、0和-u d /2,三种状态分别用P (positive ) 、0和N (negtive ) 来表示。在换相中直接由P 到N 是不允许的, 另外, 同一桥臂的四个开关管还具有一种逻辑上的互锁关系, 即:VT1和VT3的触发脉冲相反, VT2和VT4的触发脉冲也相反。所以控制系统只要能产生VT1和VT2的触发脉冲信号, 其余
收稿日期:2008209204; 修回日期:2008209225
第6期 李中奇等:三电平整流器P WM 控制技术
・117・
两个开关管的触发脉冲就可通过相应的约束关系得到
。
图1 三电平P WM 整流器主电路拓扑图
F i g . 1 M a i n c i rcu it topology of three 2level
P WM recti f i er
由式(4) 可以得到整流器dq 轴电流解耦控制
系统框图, 如图2所示。图中
k 11 k 12
(5) K s =
k 21 k ω, k 21=-L ω。 经计算, 令k 11=k 22=0, k 12=L
从式(4) 中得出d 、q
轴电流是独立控制的, 相当于对一个一阶系统对象进行控制, 比较简单。其主要原因是引入了电流状态反馈(ωL i s q 和ωL i s d ) 和电网电压(u rq 和u rq ) 作为前馈补偿, 使得系统输入电流解耦, 同时动态性能进一步提高。图2为整流器dq 轴电流解耦控制器方框图, 放映了双闭环控制中内电流环解除耦合的方法, 包括电流状态反馈以及电网电压前馈补偿。外环电压控制器以及电流控制器均采用简单的无静差P I 调节器来实现。
图1中:L s 为滤波电感; R 为系统等值电阻; R L 为负载电阻; 直流侧为电容C 1和C 2串联滤波, U sa 为整流器交流侧a 相的相电压, U a 和i a 为电网a 相相电压和相电流, 假设电网电压三相对称, 即:
u a =u m sin (ωt ) u b =u m sin (ωt -u c =u m sin t ) 3) 3
(1)
图2 整流器dq 轴电流解耦控制框图
F i g . 2 Block d i a gram of dq coord i n a te
curren t decoupli n g
主电路的数学模型常采用包含开关桥联接输
入与输出之间关系的状态方程组成。为便于分析各相电流间的关系, 以电网中性点为参考点, u san 为各个桥臂的开关函数, 所得简化状态方程为
d i L +R i a =u a -u san
d t d i (2) L +R i b =u b -u sbn
d t d i c L +R i c =u c -u scn
d t
把式(2) 通过坐标变换到d q 旋转坐标系中, 可以得到:
d i L =-R i s d +ωL i s q +u s d -u rd
d t
(3) d i L =-R i s q +ωL i s d +u s q -u
rq
d t 式中:u rd =u rq =S d 2S d 1
) u dc 1, -L s L s S
q 2L s
[7]
电压调节器作为外环控制, 一方面控制输出电
3
压U dc , 跟踪电压设定值U dc ; 另一方面通过P I 调节器得到有功输入电流分量的参考值i d , 无功电流分量的参考值i q =0。
3
3
2 三电平整流器SP WM 控制方法
本文采用正弦波和多个三角波相互调制的控制方法, 即三电平电压移位调制控制方法进行控制。电压移位调制有三种排列方式:①同相位排列I P D (in -phase dis positi on ) ; ②反相位排列P OD (phase oppositi on dis positi on ) ; ③交替反相位排列AP OD (alternative phase oppositi on dis positi on ) 。对于三电平整流器而言, 由于三角载波只有两个, 所
[8]
以P OD 和AP OD 的排列方式是相同的, 图3给出了I P D 和P OD 的排列情况。由于篇幅有限, 本文只讨论I P D 排列方式下NPC 的工作情况。 如果直流侧两个电容电压相等, 若希望NPC 整流器的电平数为m , 则所需要的载波数就是m -1, 所有这些载波都具有相同的频率和相同的幅值。然后在与一个正弦调制波进行比较, 产生触发脉
-
S q 1L s
) u dc 2。
经过变换, 电流环传递函数变为i d -1/(L s s +R ) 0=
0-1/(L s s +R u rd 1u rd (4)
・118・
电力系统及其自动化学报 第20卷
图3 电压移位调制的原理
F i g . 3 Pr i n c i ple of volt age sh i fted m odul a ti on
图4 网侧相电压和相电流仿真波形
F i g . 4 S i m ul a ti on wavefor m of pha se volt age
and pha se curren t i n gr i d
冲。在正弦波与三角波相交的时刻, 如果调制波的
幅值大于三角波的幅值, 则开通相应的开关器件, 反之, 则关断该器件。
V 0. 5, dc 会有所下降, 但是
3 WM 整流器解耦控制的果, 采用Matlab /Si m ulink /Po wersyste m s 对该系统进行建模和仿真研究。仿真参数为:三相对称电源相电压有效值u a =u b =u c
Ω; =60V; 滤波电感为L s =10mH; 等效电阻R =5
直流侧电容C 1=C 2=1500uF; 给定直流电压为3
Ω, 0. 5s U dc =200V , 负载电阻R L 在0. 5s 前为100
Ω。图4为电网侧相电压u a 、后变为75相电流i a
和三电平整流器交流侧相电压u sa 的仿真波形。图4(a ) 中幅值高的为u a ; 幅值低的为i a 。 由图4(a ) 可见, 系统在经过开始0. 28s 的运行后进入稳定状态, 此时电网侧相电压和相电流基本上保持同步, 这说明整流器在稳定状态运行下功率因数可达到1。为了观察该系统在负载发生变化时的动态响应性能, 在0. 5s 后把负载电阻从原
Ω切换到75Ω。由图(a ) 可见, 在切换后, 来的100
系统会有一小段失步的过程, 此时, 电网侧相电压和相电流不再保持严格同步, 但是系统在新的负载情况下运行不超过0. 1s, 就会重新进入一个新的稳定状态。此时, 电网相电压和相电流又完全保持同步, 并且相电流会根据负载变化情况有所增加。这一动态变化过程从图(b ) 中三电平整流器交流侧相电压u sa 的变化情况也可得到相同的结果。 图5为整流器直流电压u dc 仿真波形, 由图可见, 系统在0. 28s 后进入稳定状态, 此时u dc =
200
, . s 之后又重新稳V 4的变化情。这就从理论上证明了本文提出的双闭环整流器解耦控制方法的可行性和正确性, 并且通过仿真可看出该系统具有较强的鲁棒性
。
图5 输出直流电压仿真波形
F i g . 5 S i m ul a ti on wavefor m of dc output volt age
图6为电网侧相电流的频谱图, 通过仿真计算
可得, 相电流i a 的谐波失真含量T HD =2. 865%, 这个数字完全符合I EEE Standard519-1992(北美标准) 以及I EC -1000(欧洲标准) 制定的最严格的T HD 小于5%的谐波标准要求, 可见该系统对电网的冲击很小, 电磁干扰E M I 也很小。
4 实验结果及分析
为进一步验证理论分析的正确性, 以TI 公司DSP320LF2407控制器为平台对三电平整流器进行实验研究。主电路中I G BT 和箝位二极管分别采用的是FG A25N120和RHRG30120, 电流采样和电
第6期 李中奇等:三电平整流器P WM 控制技术
・119・
E M I 较小, 并且可以实现单位功率因数运行。
(2) 该系统具有良好的动态性能和稳态性能,
自调节能力较强, 具有很好的鲁棒性。
参考文献
[1]
Nabae A, Takahashi I, Akagi H. A ne w neutral -point -cla mped P WM I nverter [J ].I EEE Trans On I ndustry App licati ons, 1981, I A -17(5) :518-523.
[2] 詹长江, 秦荃华, 韩英铎, 等(Zhan Changjiang, Q in
图6 网侧相电流的频谱图
F i g . 6 Har m on i c spectru m of pha se curren t i n gr i d
Quanhua, Han Yingduo, et al ) . 三电平脉宽调制高频
整流器系统数学模型及仿真分析(Study on mathe 2
matical model and syste m si m ulati on of the three level P WM reversible rectifier ) [J ].中国电机工程学报(Pr oceedings of the CSEE ) , 1999, 19(7) :45-48. [3] 熊健, 康勇, 段善旭, 等(Xi ong J ian, Kang Yong, Duan
Shanxu, et al ) . 三相电压型P WM 整流器控制技术研
压采样器件分别是T A 14W 2200和L10P 2D15采样
频率为10kHz 。系统实验参数和仿真参数完全相同, 由图7给出了u a 、i a 和u sa 实验波形。由实验波形可看出, 系统在稳定运行时整流器的功率因数可达到1, 从而验证了本文所提控制方法是可行的
。
究(of the contr of three phase voltage
s WM ].(Power Elec 2onics , :-57.
], 云屏, 钟和清, 等(L in Lei, Zou Yunp ing,
Zhong Heqing, et al ) . 二极管箝位型三电平逆变器控
制系统研究(Study of contr ol syste m of di ode -cla mped
three -level inverter ) [J ].中国电机工程学报(Pr o 2ceedings of the CSEE ) , 2005, 25(15) :33-39. [5] 郭卫农, 陈坚(Guo W einong, Chen J ian ) . 基于状态观
测器的逆变器数字双环控制技术研究(Study on dig 2
ital dual -l oop contr ol for inverters based on state -ob 2server ) [J ].中国电机工程学报(Pr oceedings of the CSEE ) , 2002, 22(9) :64-68.
[6] 杨德刚, 赵良炳, 刘润生(Yang Degang, Zhao L iang 2
bing, L iu Runsheng ) . 三相高功率因数整流器的建模
及闭环控制(Modeling and cl osed l oop contr oller design
of a three phase high power fact or rectifier ) [J ].电力电
子技术(Power Electr onics ) , 1999, 33(5) :49-51.
[7] 鲍卫兵, 鲍建宇, 张仲超(Bao W eibing, Bao J ianyu,
Zhang Zhongchao ) . 一种三相电流型多电平P WM 整
图7 实验波形
F i g . 7 Exper i m en t wavefor m
流器(Three -phase multilevel P WM current -s ource
rectifier ) [J ].电力系统及其自动化学报(Pr oceedings of the CS U -EPS A ) , 2007, 19(6) :53-56.
[8] 吴斌, 宋平岗(W u B in, Song Pinggang ) . 兆瓦级变频
5 结语
本文将直流电机的双闭环控制应用于三电平
P WM 整流器, 通过对三电平整流器在d q 坐标系下的数学模型进行分析, 得出了电流解耦控制框图。在理论分析的基础上, 由仿真和实验研究得到了以下结论:
(1) 该三电平P WM 整流器能够有效地抑制谐波, 其网侧相电流的T HD 只有2. 865%, 电磁干扰
调速综合分析(Comp rehensive analysis of multi -meg 2
a watt variable frequency drives ) [J ].电工技术学报(Transacti on of China Electr otechnical Society ) , 2004, 19(8) :40-52.
作者简介:
李中奇(1975—) , 男, 硕士, 讲师, 主要从事电力电子与电力传动的研究。E mail:zqli@4y. com. cn