波特率.符号率.带宽的关系及链路计算
注：log10N / log102= log2N
在数字通信中的数据传输速率与调制速率是两个容易混淆的概念。数据传输速率（又称码率、比特率或数据带宽）描述通信中每秒传送数据代码的比特数，单位是bps。
当要将数据进行远距离传送时，往往是将数据通过调制解调技术进行传送的，即将数据信号先调制在载波上传送，如QPSK、各种QAM 调制等，在接收端再通过解调得到数据信号。数据信号在对载波调制过程中会使载波的各种参数产生变化（幅度变化、相位变化、频率变化、载波的有或无等，视调制方式而定），波特率是描述数据信号对模拟载波调制过程中，载波每秒中变化的数值，又称为调制速率，波特率又称符号率。在数据调制中，数据是由符号组成的，随着采用的调制技术的不同，调制符号所映射的比特数也不同。符号又称单位码元，它是一个单元传送周期内的数据信息。如果一个单位码元对应二个比特数（一个二进制数有两种状态0 和1，所以为二个比特）的数据信息，那么符号率等于比特率；如果一个单位码元对应多个比特数的数据信息（m个），则称单位码元为多进制码元。此时比特率与符号率的关系是：比特率=符号率*log2 m,比如QPSK 调制是四相位码，它的一个单位码元对应四个比特数据信息，即m=4，则比特率=2*符号率，这里“log2 m”又称为频带利用率,单位是：bps/hz。
另外已调信号传输时，符号率（SR）和传输带宽（BW）的关系是：BW=SR（1+ α），α是低通滤波器的滚降系数，当它的取值为0时，频带利用率最高，占用的带宽最小，但由于波形拖尾振荡起伏大(如图5-15b),容易造成码间干扰；当它的取值为1时，带外特性呈平坦特性，占用的带宽最大是为0时的两倍；由此可见,提高频带利用率与"拖尾"收敛相互矛盾，为此它的取值一般不小于0.15。例如，在数字电视系统，当α=0.16时，一个模拟频道的带宽为8M，那么其符号率=8/（1+0.16）=6.896Ms/s。如果采用64QAM
调制方式，那么其比特率=6.896*log2 64=6.896*6=41.376Mbps 。
数字载波的链路预算
设计卫星通信线路时，通常先选定通信卫星和工作频段，根据卫星转发器的性能参数和用户需求，选择系统所用的天线口径、调制和编码方式，然后通过链路计算，验证所设计线路的可行性与合理性。合理的设计应保证系统略有余量，同时使系统所占用的转发器功率资源与带宽资源相平衡。如果链路预算结果表明，在功率与带宽相平衡时所得的系统余量过大或不足，可以改变天线口径，或调制、编码参数，对系统进行优化。
考虑到目前的话音、数据通信和电视广播的主流是数字化，这里只介绍数字载波的链路预算表。表中列举了几种不同类型的业务，它们共用一个36MHz 带宽的C 波段转发器。返回页首
载波带宽
计算载波带宽时，通常按下式先从被传输的信息速率、纠错码率和调制方式，求出符号速率。
符号速率= （信息速率/ FEC编码率/ R-S编码率）* 调制因子如果有报头的话，应将其计入信息速率中。前向纠错(FEC)编码率通常为1/2、2/3、3/4、5/6和7/8，R eed-S olomon 编码率常用188/204。BPSK、QPSK、8PSK和16QAM 的调制因子分别为1、1/2、1/3和1/4。
载波噪声带宽和占用带宽的取值应分别为符号速率的1.2倍和1.4倍。部分设备商强调其调制波的占用带宽可压缩到符号速率的1.35倍甚至1.3倍，但通常不被卫星操作者所接受。
在链路预算中，载波噪声带宽将被用于计算C/T、C/N和E b /N0之间的关系，占用
带宽将被用于决定载波工作频率，以及计算载波的输出和输入回退量。返回页首
输出和输入回退
通信转发器的功放级多采用行波管放大器(TWTA)或固态功率放大器(SSPA)。这两种放大器在最大输出功率点附近的输出/输入关系曲线为非线性。多载波工作于同一个转发器时，为了避免非线性放大器产生的交调干扰，必须使使放大器工作在线性状态。这时，整个转发器的输出功率远低于最大功率。采用TWTA 的转
发器在线性工作状态时的输出功率，通常比最大功率低4.5dB。也就是说，整个转发器的输出线性回退约为4.5dB。
转发器的输入回退量可根据输出回退量，在放大器输出/输入关系曲线中查得。对于采用TWTA 的转发器，输入回退量一般比输出回退大6dB 上下。对应于4.5dB 的输出线性回退，转发器的输入线性回退约为10.5dB。
在链路预算中，载波输出回退和输入回退将分别被用于计算载波的下行和上行EIRP。返回页首
用户载波的功率分配
功率和带宽同为转发器的重要资源。用户所能占用的转发器功率应与他向卫星公司租用的转发器带宽相平衡。在一般情况下，用户载波所占用的转发器功率与转发器总功率的比值，应该和用户租用带宽占转发器总带宽的比例大致相等。载波功率的输出回退值与转发器线性回退之差值，即为载波占用转发器功率的比例。当载波在转发器中的功率占用率与带宽占用率相平衡时，
OBO C = OBOXpd + 10 lg (BWXpd / BWC )
式中，OBO C 为载波的输出回退值，OBO Xpd 为转发器的线性输出回退值，BW Xpd 和BW C 分别为转发器带宽和载波租用带宽。上式表明，转发器的线性输出回退值越低，或者载波带宽越宽，载波所分配到的功率就越高；转发器带宽越宽，载波所分配到的功率就越低。返回页首
SFD 与上行EIRP
转发器的饱和通量密度SFD 反映卫星信道的接收灵敏度。接收灵敏度越高，所要求的上行功率就越低。不过，一味提高SFD 并不是好事。因为降低上行功率的同时，也将相应降低上行载噪比和上行抗干扰能力。
值得一提的是，通过调整转发器信道单元中的可变衰耗器，可以改变SFD 的数值。因此，在转发器参数表中，一般会注明SFD 是某个衰减档的对应值。在取用SFD 参数时，应该根据参数表中的参考衰减档与转发器当前所用衰减档的差值，对参数表中的SFD 数值加以修正。
上行载波的EIRP 可按下式求得，
EIRP E = SFD -载波输入回退-G 0+ 上行传输损耗
式中的G 0为单位面积的标准天线增益。
载波的上行EIRP 用于计算上行G/T与上行站的天线发送增益和功放输出功率。返回页首
上行和下行C/T
C/T为载波功率与等效噪声温度之比，上行与下行C/T的计算公式均为，
C/T = EIRP -传输损耗+ G/T
计算上行C/T时，上式中的EIRP 为载波的上行EIRP，传输损耗为上行损耗，G/T为转发器参数。计算下行C/T时，上式中的EIRP 为载波的下行EIRP，传输损耗为下行损耗，G/T为地面接收系统的参数。
链路预算的对象也可以是C/N，它与C/T的关系为，
C/N = C/T -BW N -k
式中，BWN 为载波噪声带宽，k为波兹曼常数。返回页首
三项干扰因素的估算
在链路预算中，除了上行与下行的C/T或C/N外，通常还需考虑反极化干扰、邻星干扰和交调干扰等因素。这三项干扰因素的计算，因数据不足而很难得到准确的结果。由于它们对链路预算结果的影响很有限，为此，通常只采用简化的估算方法。
反极化干扰应考虑被干扰信号与反极化干扰信号的功率谱密度之比，以及地面天线和卫星收发天线的极化隔离度的综合影响。假设两个极化的转发器的工作状态相同，两个极化的载波都只占用转发器平均功率，反极化干扰的载波干扰比C/I即可简化为天线极化隔离度的综合影响。
一般而言，在邻星干扰中，下行干扰起决定作用。邻星干扰的C/I大致由双方载波在接收站点的下行EIRP 谱密度之比与接收天线的偏轴增益差（地面天线指向所用卫星的最大接收增益与指向邻星的偏轴接收增益之差值）决定。
卫星操作者通常都要求用户为发送多载波的上行站功放预留足够的线性回退。因此，交调干扰可以只考虑由转发器引起的部分。交调干扰的C/I大致由转发器的线性回退量和相邻载波与被计算载波的功率谱密度之比决定。返回页首
链路载噪比与系统余量
链路预算需要综合考虑上行C/N与下行C/N、以及各种干扰所产生的C/I，最后求得相关载波链路的系统C/N。相关算式为
(C/N)Total -1= (C/(N+I))Up -1+ (C/(N+I))Dn -1
= ((C/N)Up + (C/I)XpdUp + (C/I)AdjUp ) + ((C/N)Dn + (C/I)XpdDn + (C/I)AdjDn
-1+ (C/I)IM ) -1-1-1-1-1-1
上式中，(C/(N+I))Up 和(C/(N+I))Dn 分别为上行和下行的载波与噪声干扰比，(C/I)XpdUp 和(C/I)XpdDn 分别为上行和下行的载波与反极化干扰比，(C/I)AdjUp 和(C/I)AdjDn 分别为上行和下行的载波与邻星干扰比，(C/I)IM 为下行载波与交调干扰
比。上式中，所有的原为对数形式的载波噪声比和载波干扰比，都需在换算为真数后，再进行倒数求和计算。由此得到的系统C/N，还得再次换算为常用的对数形式，单位为dB。
采用不同的调制和编码方式的数字载波，都对应有一个最低要求的E b /N0值。通过换算，可以求得相关载波所需的最低C/N值。
载波链路的系统C/N估算值与载波所需的最低C/N值之差，为相关载波的系统余量。在不考虑降雨衰耗时，系统余量以1到2dB 较为合适。余量太低时，系统工作将不够稳定；余量过高时，将增加不必要的设备成本。返回页首
干扰估算的简化处理
上一节中，系统C/N也可通过综合上下行C/N与上下行C/I求得。算式可以相应变化为
(C/N)Total -1= (C/N)Up&Dn-1+ (C/I)Up&Dn-1
= ((C/N)Up + (C/N)Dn ) + ((C/I)XpdUp + (C/I)AdjUp + (C/I)XpdDn + (C/I)AdjDn
-1+ (C/I)IM ) -1-1-1-1-1-1
一般说来，载波噪声比(C/N)Up&Dn的估算结果较为准确，而载波干扰比(C/I)Up&Dn的估算结果较为粗糙。
实践中发现，当C 频段的接收天线口径不小于3米时，(C/N)Up&Dn与(C/N)Total 的差值通常为0.5到1dB；当Ku 频段的接收天线口径不小于1.2米时，(C/N)Up&Dn与(C/N)Total 的差值通常为1到2dB。为此，在上述接收天线口径条件下，可以省略
本来就有些自欺欺人的载波干扰比估算。链路估算时，可以只计算上下行链路的综合C/N，然后减去0.5到2dB 的干扰因素。如此的链路估算结果，与各家卫星公司所算得的高低不同的结果相比，误差多半在1dB 以内。
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Ku 频段的雨衰备余和上行功率控制
上述链路预算表中，只计算晴空条件下的结果。用于C 频段时，系统余量可为
1.5dB，或略高。用于Ku 频段时，还需考虑雨衰备余量。中国各地在99.9%可用度的雨衰量可参考Ku 频段雨衰表。
对下行站而言，对付雨衰只能用预留备余量的消极办法。工作于Ku 频段的上行站应尽可能采用上行功率控制，以抵消雨衰的影响。