二极管双平衡混频器的ADS仿真设计
第24卷第6期2008年3月
甘肃科技
GansuScienceandTechnology
v0Z.24No.62008
Mar.
二极管双平衡混频器的ADS仿真设计。
马中华1,刘建仁2,林立东1
(1集美大学信息学院,福建厦门361021;2兰州园艺学校,甘肃兰州730060)
摘
要:混频器已广泛地应用于移动通信、微波通信以及各种高精度的微波测量系统中的前端电路,是射频系统中
的一个关键部分,其性能的好坏直接影响到整个系统的性能。本文用ADS软件设计了一个二极管双平衡混频器,首先对RF、LO、IF端12进行了阻抗匹配,最后通过仿真得到了二极管双平衡混频器的变频损耗、噪声系数、三阶互调截点、隔离度等参数。
关键词:变频损耗;噪声系数,三阶互调截点;隔离度中图分类号:TVl39.222
TN773
频信号V。,则可认为各二极管均工作在受V。控制
1
引言
在无线通信领域,通信产品通信质量的优劣主
的开关状态。
・
要决定于通信系统的设计以及实现的方法,而混频
器是无线通信系统的核心模块,每个无线通信系统
都要用到一个以上的混频器,其性能的优良直接影响整个系统的性能。在接收机中,混频器的作用是将射频信号变换成容易处理的低频信号;在发射机中,把中频信号变为射频信号,再由天线发射出去。因此混频器对整个通信系统的性能起到至关重要的作用[1]。二极管双平衡混频器是无源混频器,尽管存在损耗,但是噪声及杂波输出比晶体管混频器要少,且具有电路结构简单、隔离度高,组合频率少等优点,用作下变频时在理论上对本振和射频的偶次谐波提高完全抑制r2],本文用ADS设计二极管双平衡混频器,主要用于RFID的接收系统,具有设计周期短,开发成本低,性能优良的特点。
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图1二极管双平衡混频器的原理图
通过ADS软件设计二极管双平衡混频器,其设计指标如下:
射频工作频段902~928MHz,中心频率为920MHz
射频功率为--40dBml
本振工作频段1152~1178MHz,中心频率为1170MHz
本振功率为一4dBm变频损耗<5dB噪声系数<10dBIP3;>一15dBITI隔离度>30dB
在设计混频器时,应力求各性能指标达到最优,
2二极管双平衡混频器的设计
二极管双平衡混频器是工作在开关状态的相乘组件,可以构成性能优良的混频器。图1所示为双平衡混频器的组成电路,Terml端口为射频端口,Term3端口为本振端口,Term2端口为中频端口,Trl和Tr2为带有中心抽头的宽频带变压器,其初、次级绕组的匝数比均为1:1,但是为了获得更高的隔离度,即把初级的的匝数比设置为1:1.1,D1~D4为四只二极管,为肖特基表面势垒二极管或砷化镓器件。若本振信号VLm足够大,且其值远大于射
*福建省自然科学基金资助(A0740011)
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甘肃科技
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但是在实现上有一定的困难。所以,混频器的设计和其它的电路设计相似,需要在各个性能指标之间进行折中,并应满足最主要的指标。二极管D1、D3是采用的是二极管模型1的参数,=极管D2、D4采用的是二极管模型2的参数。通过仿真得到混频器个端口的反射系数如图2、图3、图4
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图2S(1.1)的频率响应
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图3
S【2.2)的频率响应
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170GHz
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图4
S(3。3)的频翠响应
该混频器三个端口的反射系数S(1,1),S(2,2),S(3,3)的数值分别为为一0.374dB、一0.112dB,--0.442dB,三个端口的反射都很大,说明各个端口的输入输出匹配不理想,需要对个端口电路进行匹配滤波。
3
二极管双平衡混频器三个端口阻抗
匹配
图5为二极管双平衡混频器各端口的阻抗测试
电路,在射频输入频率920MHz、本振频率为1170MHz时,射频端口的输入阻抗为1.355一j*25.450、本振端口的输入阻抗为1.520一j*22.015、中
频端口的输出阻抗为1.452一j*93.671,这时的中
频频率为250MHz。为了减少损耗,增加混频器的性能,需要对电路进行阻抗匹配。
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圜图5测试混频器输入输出阻抗示意图
对射频口进行阻抗匹配的匹配滤波电路如图6所示:
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图6射频端口的输入匹配电路图
对二极管双平衡混频器的本振端口进行阻抗匹配的匹配滤波电路如图7
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图7本振端口的匹配滤波电路
混频器的中频输出端口匹配电路
第6期
马中华等:二极管双平衡混频器的ADS仿真设计
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图8中频端I=l的匹配滤波电路
将上述三个端口的匹配滤波网络整合到二极管双平衡混频器的三个端口,得到如下的电路图:
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图9二极管双平衡混频器各端口匹配后的整体电路
通过ADS将上述电路转化为混频器模块如图10所示:
hunpinfengzhuangX1
图10
二极管双平衡混频器转化为ADS的模块
整合后的S参数仿真得到如图11、图12、图13所示:
混频器三个端口在其各自的工作频带内的反射系数均小于一10dB,符合指标要求。与匹配前相比较,混频器的端口反射系数有了很大的改善。混频器各个端口的阻抗匹配较好。由于在设计端口匹配时,是各个端口匹配独立的匹配,此时,每个端口均可以匹配到500hm,但是把各个端口的匹配电路连接起来,构成整个混频器电路时,端口的阻抗匹配的性能就会变差,原因是各个端口之间的相互影响造成的。因此,要实现完全的匹配存在着一定的难度,只能力求各个端口的匹配达到最优。
4二极管双平衡混频器电路特性的仿真
佃柏。GHz
图11
Sll的频率响应
一一N.∞口
200220240260280300
freq.MHz
图12
S22的频率响应
1.101.121.141.181.181.20
freq,GHz
图13¥33的频率响应
弱
图14
Simth圆圈
4.1
变频损耗
设置本振功率为一4dBm,射频功率为一
40dBm,在以后其他的技术指标的仿真过程中,二者
的功率始终都是不变。射频频率为920MHz、本振频率为1170MHz,且定义该混频器为下变频混频
52
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以及三阶输入交调IP3input=IP30utput—
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袭3射频口的三阶交调仿真结果
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图15变频损耗仿真电路圈
表4本振口的三阶交调仿真结果
器。由图14得到变频损耗的数值如表1所示:
衰1变频损耗仿真表
freq250.0MHz
ConvGain
-3.153
由于二极管混频器是由无源=极管构成,故存在变频损耗。由于在中频输出端口串联了一个30hm的电阻,随着输入信号的加大,其损耗值也随着增加,故变频损耗为3.15dB。4.2噪声系数
从表3可以看出,在射频功率为一40dBm时,IP3input为-15.763dBm,IP30utput为-18.920dBm。由表4可知,该混频器的本振功率为一4c[Bm时,混频器的变频损耗、噪声系数以及三阶交调截点所对应的输入输出功率的均具有较好的结果。
4.4
由于镜像噪声的影响,混频器单边带噪声系数
比双边带噪声系数高一倍,即大于3dB。在设计时。选用输出中频为高中频,即fI为250MHz,因此混频器在其混频前的滤波电路可以很容易滤除掉镜像频率的干扰。从由表2看出,单边带和双边带的噪声系数相等,均等于10.015dB。
表2
SSB和DSB噪声系数
隔离度
隔离度是表征混频器内部电路平衡度的一个指
标,即表示混频器各个端口之间泄漏和窜扰的大小,理论上混频器各个端口之间应该是严格隔离的。但是实际上,由于混频器器件内部电路的不对称性,即平衡度稍有差别,就会产生各端口间的窜扰[3]。二极管双平衡混频器隔离度测试电路如图17所示:
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圈17隔离度仿真示意圈
图16三阶交调截点仿真电路图
4.3三阶交调截点
定义三阶输出交调的计算表达式IP3=ip3一out(Vif,-1,1,O),(-1,2,1),50)
本设计中,射频输入功率为一40dBm,本振输入功率为一4dBm。本振功率比射频功率大的多,因此只需要测试本振端口与其他两个端口之间的隔离度即可。仿真结果如图18、19:
第6期马中华等:二极管双平衡混频器的ADS仿真设计
53
5结论
本设计采用了二极管双平衡混频器作为射频识别通信中混频器设计的基本结构。射频(RF)输入
《—号
信号频段为902~928MHz;本振(LO)输入信号频段为1152~1178MHz;射频输入功率为一40dBm,本振输入功率为一4dBm。利用ADS软件仿真,得
呐.GHz
,
到以下的仿真结果:变频损耗为3.153dB;噪声系数为10.015dB;IP3为一15.763dBm;隔离度为104.
708dB。
圈18本振口和中频口隔离度仿真结果
符合技术指标要求,与其他类型的混频器相比,所设计的二极管双平衡混频器具有多倍频程工作带
一^£)∞-
宽、混频组合分量少、隔离度高、动态范围大、成本低等特点,具有广泛的应用前景。参考文献:
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圈19本摄口和射频口隔离度仿真结果
本振端口与中频端口的隔离度为108.664dB;
由图可以看出,本振端口与射频端口的隔离度为104.708dB。即端口之间具有极高的隔离度,即表示混频器各个端口之间的泄漏或穿通量很小。
大学出版社,2005:47-100.[3]MaoWeiShi・Yin.A
For
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CableTelevisionTuner.ArtificalNeuralNetwork
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(上接第73页)
致谢:本研究得益于兰州大学天然有机国家重点实验室和中固科学院化学物理研究所金属有机固家重点实验室的支持。此外,罗健博士提供了植物
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