三倍流整流ZVSPWM三相全桥直流变换器_刘畅
第35卷 第1期 2015年1月5日 中 国 电 机 工 程 学 报
Proceedings of the CSEE V ol.35 No.1 Jan.5, 2015
2015 Chin.Soc.for Elec.Eng. 159
(2015) 01-0159-08 中图分类号:TM 46 DOI :10.13334/j.0258-8013.pcsee.2015.01.020 文章编号:0258-8013
三倍流整流ZVS PWM三相全桥直流变换器
刘畅,金科
(江苏省新能源发电与电能变换重点实验室(南京航空航天大学) ,江苏省 南京市 210016)
Current-tripler-rectifier ZVS PWM Three-phase Full-bridge DC/DC Converters
LIU Chang, JIN Ke
(Jiangsu Key-Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion (Nanjing University of Aeronautics & Astronautics),
Nanjing 210016, Jiangsu Province, China)
ABSTRACT: In order to decrease the current stress of
switches in high power conditions, a current-tripler rectifier zero voltage switching (ZVS) three-phase full-bridge DC/DC converter based on the pulse width modulation (PWM) control strategy was proposed in this paper. The three-phase full-bridge structure in primary side and the current-tripler rectifier in the second side were applied. The converter is preferred to be applied in high power, high input voltage, and large output current conditions. As the three-phase interleaved structure is adopted, not only current stress of switches decreases, but also the frequency of the input and output current ripple increases to three times of switching frequency leading to smaller filters. Based on PWM, all switches achieve ZVS. It’s easy to achieve ZVS for low switches of the leg as the energy comes from the output filter inductor. While the energy of upper switches achieving ZVS comes from the leaking inductors of two-phase transformers. It’s easier to achieve ZVS for upper switches than the lagging leg of the phase-shift full-bridge converter. A prototype with the input 360 V & output 48 V/42 A was built and the results were given based on the experiments.
KEY WORDS: three-phase DC/DC converter; zero voltage switching (ZVS); current-tripler-rectifier; Y-Δ connected transformer; interleaved
摘要:为了解决大功率电源中开关管电流应力较高的问题,提出一种采用脉宽调制(pulse width modulation,PWM) 控制的三倍流整流零电压开关(zero voltage switching,ZVS) 三相全桥直流变换器。该变换器原边采用三相全桥型结构,副边
基金项目:国家自然科学基金项目(51377080);霍英东教育基金会基础性研究课题(130156);江苏省自然科学基金杰出青年基金(BK20130036);教育部高等学校博士学科点专项科研基金([1**********]5)。
Supported by National Natural Science Foundation of China (51377080); Supported by Fok Ying Tong Education Foundation (130156); Supported by Natural Science Foundation for Distinguished Young Scholars of Jiangsu Province (BK20130036); Supported by Doctoral Fund of Ministry of Education of China ([1**********]5).
采用三倍流整流电路,尤为适合于高压输入、低压大电流输出的大功率电源场合。由于采用了三相交错并联的结构,不仅开关管的电流应力可以降低,而且输入输出电流脉动频率提高至开关频率的3倍,进而可以大大减小滤波器的体积。基于PWM 控制,所有开关管可以实现ZVS 。桥臂下管实现ZVS 的能量来自于滤波电感,非常容易实现ZVS ;桥臂上管实现ZVS 的能量来自于两相变压器的漏感,相比于移相全桥变换器滞后桥臂容易实现ZVS 。该文试制一台360 V 输入、48 V/42 A 输出的原理样机,并给出实验结果。 关键词:三相直流变换器;零电压开关;三倍流整流;Y-Δ连接变压器;交错并联
0 引言
在大功率电源应用场合中,开关管的电流应力通常较高,为此多个开关器件的并联成为增加电流定额的主要方法,但带来了均流和控制复杂等问 题[1-3]。为了降低大功率场合的器件电流应力,文 献[2]首次提出了三相直流变换器的基本拓扑,即在全桥直流变换器的基础上增加一组桥臂,整流桥也增加一组桥臂,变压器采用Y-Y 或者 Δ-Δ 连接的三相变压器,构成了基本的三相双全桥直流变换器。
此后,学者们提出了一系列的三相直流变换器拓扑,如图1所示,这些三相直流变换器拓扑可划分为5个部分:1)输入源,分为电压源和电流源;2)斩波单元,可分为由3个半桥桥臂构成的三相全桥斩波器和由3个储能电感与开关管串联构成的三相交错并联斩波器;3)三相变压器,可分为Y-Y 、Δ-Δ、Y-Δ 和 Δ-Y 4种连接形式;4)整流单元,可分为三相全桥整流和三倍流整流;5)滤波单元,可分为LC 滤波器和C 滤波器。将上述5个部分进行组合,即可推导出适用于高压输入场合的推挽 型[3-8]、适用于升压场合的交错并联Boost 型[9-12]、
160 中 国 电 机 工 程 学 报 第35卷
o
图1 三相直流变换器结构框图
Fig. 1 Structure of three-phase DC/DC converter
Boost 全桥型[13-15]等三相直流变换器。上述文献提出的三相直流变换器具有以下特点:
1)开关器件数量增加,器件电流应力降低。 2)控制方式采用不对称脉宽调制(pulse width modulation ,PWM) 控制。
3)采用三相交错并联结构,提高了输入输出的电流纹波脉动频率,降低了电流纹波幅值。
4)三相变压器几乎都是采用Y-Y 或者 Δ-Δ 连接[16],变换器相当于3个简单的半桥变换器交错并联工作,工作原理简单。
5)三相变压器非常容易实现磁集成,大大减小磁性元件的体积。
文献[16]针对三相双全桥直流变换器,指出分立的 Δ-Δ 型三相变压器不对称时存在环流问题,Y 型连接方式有助于降低电压应力,而 Δ 型连接方式有助于降低电流应力。文献[17]首次提出了采用Δ-Y 型变压器的三相双全桥直流变换器,并且指出了 Δ-Y 型和Y-Δ 型变压器相对于其他两种变压器在提高电压变比和降低器件电流应力的独特优势。文献[18-19]提出了应用于电压调节模块场合、采用Δ-Δ 型变压器的三倍流整流三相全桥(current- tripler-rectifier three-phase full-bridge,CTRTPFB) 直流变换器,其主要工作在于分析高频三相变压器的磁集成和变换器的损耗分析问题。
本文在上述文献的基础上,提出一种基于不对称PWM 控制、采用Y-Δ 连接变压器的三倍流整流三相全桥直流变换器。该变换器与其它变换器相比,在高压输入、低压大电流输出的大功率应用场合,可降低器件应力、拓宽开关管的软开关负载电流范围。本文首先详细分析该变换器3种工作模式的工作原理,然后从电压变比、软开关实现原理、占空比丢失、器件应力等方面分析变换器的特性,最后设计一台原理样机进行实验验证。
(b) 控制时序图
图2 主电路图和控制时序图 Fig. 2 Main circuit and control strategy
组桥臂,变压器改为Y-Δ 型三相变压器,即构成了三倍流整流三相全桥变换器。高压侧由开关管Q H1— Q H6构成三相全桥斩波单元,低压侧由二极管D L1— D L3和输出滤波电感L f1—L f3构成三倍流整流单元,三相高频变压器采用Y-Δ 连接形式,其中:U in 为输入电压;U o 为输出电压;I L 为低压侧输出电流;i AP 、i BP 和i CP 分别为三相变压器原边电流,定义从同名端流进为正方向;D H1—DH6分别为Q H1—QH6的反并二极管;C H1—C H6分别为Q H1—QH6的寄生电容;L ka 、L kb 、L kc 分别为三相变压器的漏感;C fL 为低压侧滤波电容;R L 为负载电阻。变压器的原副边匝比为N T = N p /N s 。
图2(b)为控制时序图,其中T s 为开关周期。定义主控开关管是桥臂上管Q H1、Q H2和Q H3,其驱动信号占空比为D y 。根据D y 的大小,该变换器有 3种工作模式:1)0
1 CTRTPFB变换器拓扑结构
图2(a)为采用Y-Δ 型变压器的CTRTPFB 变换器拓扑,该拓扑是在移相控制倍流整流[20-21]全桥(current-doubler-rectifier full-bridge,CDRFB) 变换器拓扑的基础上,将斩波单元和整流单元分别增加一
2 工作原理
2.1 DMIN模式
图3为采用不对称PWM 控制策略的CTRTPFB 变换器DMIN 模式主要工作波形图。在一个开关周
第1期 刘畅等:三倍流整流ZVS PWM三相全桥直流变换器 161
o u 23
o
图3 DMIN模式主要工作波形 Fig. 3 Key waveforms of DMIN mode
期中,该变换器有15种工作模态,其等效电路如图4所示。由于三相桥臂对称,工作原理相同,因而此处仅对t 0—t 5区间进行分析。在分析之前,作出如下假设:所有开关管和二极管都是理想器件,高压侧开关管结电容大小均为C H ;所有的电容、
3
4
o
o 45
图4 t 0—t 5时段等效模态图
Fig. 4 Equivalent circuits during t 0—t 5
o 电感都是理想元件,L f1 = L f2 = L f3 = L f ;三相变压器完全一致,漏感L ka = L kb = L kc = L k ;输出电容足够大,可以被认为是一个恒定的电压源;输出滤波电感
2L f L k /N T 。
1)工作模态0,t 0时刻之前,对应图4(a)。 在t 0时刻之前,Q H1、Q H5和Q H6导通。列写三相变压器及a 、b 、c 节点电流方程,可以求得C 相变压器副边绕组电流为滤波电感L f1与L f3电流差的
[t 0
1
o 1/2,考虑滤波电感足够大时,C 相变压器绕组电流近似为零。因而该模态中,高压侧电源通过A 相和
B 相电路向负载直接传输能量。
2)工作模态1,[t 0—t 1],对应图4(b)。 在t 0时刻关断Q H1,i AP 从Q H1中转移到结电容C H1和C H4支路中,给C H1充电,C H4被放电。由于C H1和C H4的存在,Q H1是零电压关断。该工作模态中,漏感L ka 、L kb 和滤波电感L f1是串联的,因为
12 L f1很大,因而可认为i AP 近似不变,相当于一个恒
162 中 国 电 机 工 程 学 报 第35卷
流源。i AP 、i BP 和电容C H1、C H4电压u CH1、u CH4为 Q H5的驱动信号死区时间t d(High) > t 23。
i AP (t ) =−i BP (t ) =i AP (t 3) =I 1 (1) 虽然此时Q H2开通,但是此时i BP 是由Q H2源
极流向漏极,将漏感L ka 和L kb 的能量回馈给高压侧I 1
u CH1(t ) =(t −t 0) (2)
电源。与上一工作模态一样,低压侧整流二极管2C H
D L2、D L3同时导通,变压器原副边绕组相电压均为I 1
u CH4(t ) =U in −(t −t 0) (3)
零,漏感L ka 、L kc 并联后再与L kb 串联共同承受高2C H
t 1时刻,C H4的电压下降到零,Q H4的反并二极
压侧电源电压U in ,因而i AP 线性下降,i BP 反向线性下降,i CP 反向线性增加,其大小分别为
管D H4自然导通,开关模态1结束,持续时间为
U in
2C H U in i t i t () =() −(t −t 3) (10) AP AP 3t 01= (4) 3L k
I 1
2U
3)工作模态2,[t 1—t 2],对应图4(c)。 i BP (t ) =i BP (t 3) +in (t −t 3) (11)
3L k
D H4导通后,开通Q H4,Q H4是零电压开通。由
U 于Q H4、Q H5和Q H6同时导通,三相变压器相电压i CP (t ) =−in (t −t 3) (12)
3L k
均为零。Q H4实现ZVS 开通的条件是Q H1和Q H4的
在t 4时刻,i AP 下降至零,i BP 和i CP 的绝对值都驱动信号死区时间t d(Low) > t 01。
该工作模态中,i AP 、i BP 等于折算到原边的滤波电感L f1电流,即
增加至滤波电感折算到原边的电流I L /(3N T ) ,该工作模态结束。该工作模态持续时间为
i AP (t ) =−i BP (t ) =
I L
(5)
3N T
t 34=
3L k i AP (t 3)
(13) U in
4)工作模态3,[t 2—t 3],对应图4(d)。 在t 2时刻,关断Q H5,i AP 下降到I 2,i BP 反向上升到 −I 2。Q H5关断后,i BP 转移到寄生电容C H2和
6)工作模态5,[t 4—t 5],对应图4(f)。 该工作模态中,高压侧电源通过Q H2、Q H6、变压器和滤波电感直接向负载传递能量,i BP 和i CP 为
C H5支路中,给C H2放电,同时给C H5充电。由于C H2和C H5的存在,Q H5是零电压关断。此时变压器原边线电压u AB = −u CH5,u AB 极性自零变负,这时整流二极管D L3导通,由于整流二极管D L2和D L3同时导通,三相变压器相电压均为零,漏感L ka 和
i BP (t ) =−i CP (t ) ≈
I L
(14) 3N T
在t 5时刻,Q H2关断,变换器开始进入下一个
T s /3的工作,其工作原理不再赘述。
2.2 DMID和DMAX 模式
图5(a)和(b)分别给出了DMID 和DMX 工作模式的简化工作波形图,由图可知,DMID 工作模式中,每相的续流时间都是固定值T s /3,因而其输入
L kb 串联,u AB 直接加在漏感L ka 和L kb 上,因此该工作模态中,L ka 、L kb 和C H2、C H5谐振工作,i AP 、i BP 和电容C H2、C H5的电压u CH2、u CH5为
i AP (t ) =−i BP (t ) =I 2cos[ω1(t −t 2)] (6) 输出电压数学关系固定;而DMAX 与DMIN 模式
工作原理相似。此处不再赘述DMID 和DMAX 模u CH2(t ) =U in −Z 1I 2sin[ω1(t −t 2)] (7)
式工作原理。
u CH5(t ) =Z 1I 2sin[ω1(t −t 2)] (8)
式中:Z 1=
ω1=1/。 在t 3时刻,当C H5的电压上升至U in ,D H2自然导通,该工作模态结束。工作模态3持续时间为
t 23=
u U 1i AP arcsin(in (9) ω1Z 1I 2
u y s
3
5)工作模态4,[t 3—t 4],对应图4(e)。 t 3时刻,D H2自然导通后,Q H2的电压被箝位为零,此时开通Q H2,则Q H2是零电压开通。Q H2和
y s 3
(a) DMID 模式
3
第1期 刘畅等:三倍流整流ZVS PWM三相全桥直流变换器 163
u i AP u 程中近似不变,因而该能量极易满足式(17)。
3.2.3 实现上管ZVS 的条件
上管实现ZVS 比较困难。
桥臂上管开通、下管关断的过程中,变压器副边相电压被箝位为零,此时变换器原副边完全脱开,原边电流通过三相桥臂改变电流方向,输出滤波电感电流由两相整流二极
管共同提供续流回路,不再反射到变压器的原边。
(b) DMAX 模式
此时用来实现桥臂上管零电压开通的能量来自于两相变压器的漏感能量,因而实现上管零电压开通、下管零电压关断的负载电流条件是:
图5 DMID和DMAX 模式简化工作波形 Fig. 5 Waveforms of DMID and DMAX mode
3 变换器特性分析
3.1 电压传输比
首先推导滤波电感电流连续时电压传输比,根据输出滤波电感L f1的伏秒平衡:
化简得
I 112
⋅2L k (L ) 2>⋅2C H U in (18) 23N T 2
I L >
U in 1⎧2U in
+
⎪T
U T 12⎪2U T
33⎪3N T 33N T 3
⎪2U in U in 2
+−D T
由于输出滤波电感不参与桥臂上管零电压开通的实现,而两相变压器漏感之和相对于输出滤波电感要小很多,因而桥臂上管相对于下管实现零电压开通较为困难。文献[21-22]中移相控制ZVS
PWM 全桥变换器利用谐振电感辅助实现滞后桥臂ZVS ,而本文提出的变换器利用两相变压器漏感之和实现上管零电压开通和下管零电压关断,不需要
增加谐振电感即可实现一定负载范围内的ZVS 。 ⎧D y 1
, 0
3.3 副边占空比丢失 N 3⎪T
12类似于移相控制ZVS 全桥变换器,CTRTPFB U o ⎪⎪1,
33U in ⎪3N T 直流变换器同样存在副边占空比丢失[22]问题,产生
⎪1−D y
2副边占空比丢失的原因此处不再赘述。
⎪,
3⎪图3中的[t 2—t 4]和[t 12—t 14]时段,即是副边占⎩N T
由式(16)可知,DMID 模式中电压传输比是定
空比丢失的时间,由于t 23和t 1213时间很短,可略去不计,忽略输出滤波电感电流脉动,则该段时间为
值,该工作模式无法调压,应该设计变换器工作于
DMIN 或DMAX 模式,本文选择DMIN 模式。 3.2 桥臂上管和下管实现ZVS 的差异
t 34=t 1314≈
L k I L
(20) U in N T
3.2.1 实现ZVS 的条件
如果要实现开关管的零电压开关,必须有足够的能量E 给同一桥臂两个开关管的结电容充放电[22],满足如下条件:
则丢失的占空比D Loss 为
D Loss =
t 34L k I L f s
= (21) T s U in N T
由式(21)可知,占空比丢失随着输入电压降低、
11负载增加而变大,因而在设计变压器匝比时主要考222
E ≥C H U in +C H U in =C H U in (17)
22虑最低输入电压和满载的情况。
3.4 3种变换器的比较
表1给出了采用Y-Δ 型和 Δ-Δ 型变压器的
下管非常容易实现ZVS 。在桥臂下管开通、上
3.2.2 实现下管ZVS 的条件
管关断的过程中,输出滤波电感与漏感串联,而滤波电感一般很大,可等效为恒流源,在下管开通过
CTRTPFB 变换器以及倍流整流全桥变换器的对比,其中N T2和D y 2是CDRFB 变换器的变压器匝比
164 中 国 电 机 工 程 学 报
表1 3种变换器的对比
Tab. 1 Performance comparison of three converters
第35卷
I L /(2N T2)
开关管电流关断值
I L /(3N T )
原边绕组电流有效值 0.272I L /N T 0.16I L /N T 0.5I L /N T2 变压器原边电压
2U in /3
U in
U in
整流管电流有效值 0.577I L 0.43I L 0.71I L 整流管电流平均值 0.33I L 0.577I L 0.5I L 整流管耐压值
2U in /(3
N T )
U in /N T
U in /N T2
和占空比,且N T /N T2 = 2/3,D y /D y 2 = 2/3。
由表1可知,相比于 Δ-Δ 型变压器,采用Y-Δ型时,其主要优点在于整流二极管耐压降低了1/3,非常有利于选取导通压降较小的低压二极管,且整流二极管的电流平均值降低了40%,这对于低压大电流场合降低低压侧的导通损耗非常有利;再者桥臂上管实现软开关的负载电流范围拓宽了40%;而其主要缺点在于变压器的铜损有所增加。此外 Δ-Δ
相比于CDRFB 变换器,本文提出的变换器在降低磁性元器件和开关器件的电流应力方面有极大优势,这对于散热和降低损耗都极为有利[19];此外桥臂上管相比于滞后桥臂开关管实现软开关的负载范围拓宽了40%,因而本文提出的变换器更适合于较大功率、低压大电流输出的电能变换场合。 型三相变压器不对称时存在环流问题[16]。
u a r e c u A P i A P
(100 V /格) (10 A /格) (200 V /格) u AP
AP u arec
t (5 μs/格)
(a) u AP 、i AP 和u arec
i (10 A /格) u (400 V /格)
AP
i AP
u BP i BP
u CP
i CP
t
(5 μs/
格)
4 实验结果
本文针对提出的变换器试制了一台360 V 输入、48 V/42 A 输出的原理样机,参数如下:开关频率50 kHz ;变压器磁芯EE42,匝比N T = 8 : 4,漏感约为7 μH ;滤波电感为257 μH ;滤波电容为3 mF ;原边开关管型号为IPW50R199CP
,550
V/11 A ;整流二极管型号为STPS200170TV1,170 V/100 A 。
图6(a)为满载工作时的A 相变压器的原边相 电压u AP 和电流i AP 、A 相副边整流电压u arec 波形,图6(b)为三相变压器原边相电压和电流的工作波形,验证了工作原理分析的正确性。图6(c)为三相滤波电感的电流波形i L1、i L2、i L3及三相电感电流之和i sum ,由实验波形可见,输出电流脉动是开关频率的三倍,且脉动量大大减小。
图7(a)和(b)分别为桥臂上管和下管的开关管驱动电压u GS 、漏源极电压u DS 和漏极电流i DS 的实验波形。如图所示,在开关管开通之前,反并二极
(b) u AP 、i AP 、u BP 、i BP 、u CP 和i CP
i (10 A /格)
i sum i L1
i L2 i L3
t (10 μs/格)
(c) i L1、i L2、i L3和i sum
图6 主要实验波形 Fig. 6 Experimental waveforms
管已经导通,将u DS 箝位为零,因而桥臂上管和下管均实现了零电压开通;而在开关管关断时,由于结电容的存在,在u GS 下降接近零时u DS 开始缓慢上升,近似实现了零电压关断。
图8为变换器的效率曲线。变换器轻载时由于漏感能量较少,因而难以实现ZVS ;随着负载增加,高压侧下管和上管逐渐开始实现ZVS ,因而效率随
第1期 刘畅等:三倍流整流ZVS PWM三相全桥直流变换器 165
负载增加而增加;当负载较重时,又由于副边整流二极管的导通损耗所占比重逐渐增多,因而效率会有所下降。
i D S _
Q H 1 u G S u D S (10 A /格) (200 V /格) (10 V /格)
因而可以降低输入输出滤波电容的大小,进而提高变换器的功率密度和动态响应性能。
4)所有开关管实现ZVS ,且不需要外加谐振电感即可实现较宽负载范围内的ZVS 。
u GS
u DS
本文的下一步工作可以针对该变换器中三相变压器和三相滤波电感的磁集成问题进行研究。
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变换器效率/%
输出功率/kW
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图8 变换器效率曲线
Fig. 8 Efficiency curve of the converter
5 结论
本文提出一种采用Y-Δ 连接变压器的三倍流整流ZVS 三相全桥直流变换器,特别适合于高压输入、低压大电流输出的大功率电源场合,该变换器具有下列优点:
1)开关器件电流应力降低,适用于大功率应用场合。
2)相比于 Δ-Δ 型变压器,Y-Δ 型变压器可以降低变压器的耐压和整流二极管的耐压,可以降低整流二极管电流平均值,对低压大电流场合降低导通损耗非常有利。
3)输入输出电流脉动频率为开关频率三倍,
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第35卷
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收稿日期:2013-12-18。 作者简介:
刘畅(1988),男,硕士研究生,研究方向为高频软开关直流变换器,liuchang@ nuaa.edu.cn ;
金科(1978),男,教授,研究方向为新能
刘畅
源发电系统,高频软开关直流变换器,电力电子系统集成技术,[email protected]
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(责任编辑 吕鲜艳)