电磁干扰滤波电容器使用方法

电磁干扰滤波电容器使用方法电容器是电路中最基本的元件之一，利用电容滤除电路上的高频骚扰和对电源解耦是所有电路 设计人员都熟悉的。但是，随着电磁干扰问题的日益突出，特别是干扰频率的日益提高，由于不了 解电容的基本特性而达不到预期滤波效果的事情时有发生。本文介绍一些容易被忽略的影响电容滤 波性能的参数及使用电容器抑制电磁骚扰时需要注意的事项。 1 电容引线的作用 在用电容抑制电磁骚扰时，最容易忽视的问题就是电容引线对滤波效果的影响。电容器的容抗 与频率成反比，正是利用这一特性，将电容并联在信号线与地线之间起到对高频噪声的旁路作用。 然而，在实际工程中，很多人发现这种方法并不能起到预期滤除噪声的效果，面对顽固的电磁噪声 束手无策。出现这种情况的一个原因是忽略了电容引线对旁路效果的影响。 实际电容器的电路模型如图 1 所示，它是由等效电感（ESL）、电容和等效电阻（ESR）构成的 串联网络。图 1 实际电容器的等效电路 理想电容的阻抗是随着频率的升高降低，而实际电容的阻抗是图 1 所示的网络的阻抗特性，在 频率较低的时候，呈现电容特性，即阻抗随频率的增加而降低，在某一点发生谐振，在这点电容的 阻抗等于等效串联电阻 ESR。在谐振点以上，由于 ESL 的作用，电容阻抗随着频率的升高而增加， 这是电容呈现电感的阻抗特性。在谐振点以上，由于电容的阻抗增加，因此对高频噪声的旁路作用 减弱，甚至消失。 电容的谐振频率由 ESL 和 C 共同决定，电容值或电感值越大，则谐振频率越低，也就是电容的 高频滤波效果越差。ESL 除了与电容器的种类有关外，电容的引线长度是一个十分重要的参数，引 线越长，则电感越大，电容的谐振频率越低。因此在实际工程中，要使电容器的引线尽量短，电容 器的正确安装方法和不正确安装方法如图 2 所示。图 2 滤波电容的正确安装方法与错误安装方法 根据 LC 电路串联谐振的原理，谐振点不仅与电感有关，还与电容值有关，电容越大，谐振点 越低。许多人认为电容器的容值越大，滤波效果越好，这是一种误解。电容越大对低频干扰的旁路 效果虽然好，但是由于电容在较低的频率发生了谐振，阻抗开始随频率的升高而增加，因此对高频

噪声的旁路效果变差。表 1 是不同容量瓷片电容器的自谐振频率，电容的引线长度是 1.6mm（你使 用的电容的引线有这么短吗？）。 表1 电容值 1m F 0.1m F 0.01m F 3300pF 1800 pF 1100pF 自谐振频率（MHz） 1.7 4 12.6 19.3 25.5 33 电容值 820 pF 680 pF 560 pF 470 pF 390 pF 330 pF 自谐振频率（MHz） 38.5 42.5 45 49 54 60尽管从滤除高频噪声的角度看，电容的谐振是不希望的，但是电容的谐振并不是总是有害的。 当要滤除的噪声频率确定时，可以通过调整电容的容量，使谐振点刚好落在骚扰频率上。 2.温度的影响 由于电容器中的介质参数受到温度变化的影响，因此电容器的电容值也随着温度变化。不同的 介质随着温度变化的规律不同，有些电容器的容量当温度升高时会减小 70%以上，常用的滤波电容 为瓷介质电容，瓷介质电容器有超稳定型：COG 或 NPO，稳定型：X7R，和通用型：Y5V 或 Z5U 三种。 不同介质的电容器的温度特性如图 2 所示。图 3 不同介质电容器的温度特性 从图中可以看到，COG 电容器的容量几乎随温度没有变化，X7R 电容器的容量在额定工作温度 范围变化 12%以下， 电容器的容量在额定工作温度范围内变化 70%以上。 Y5V 这些特性是必须注意的， 否则会出现滤波器在高温或低温时性能变化而导致设备产生电磁兼容问题。 COG 介质虽然稳定，但介质常数较低，一般在 10～100，因此当体积较小时，容量较小。X7R 的介质常数高得多，为 2000 ～ 4000，因此较小的体积能产生较大的电容，Y5V 的介质常数最高， 为 5000 ～ 25000。 许多人在选用电容器时，片面追求电容器的体积小，这种电容器的介质虽然具有较高的介质常 数，但温度稳定性很差，这会导致设备的温度特性变差。这在选用电容器时要特别注意，尤其是在 军用设备中。

3.电压的影响 电容器的电容量不仅随着温度变化，还会随着工作电压变化，这一点在实际工程必须注意。不 同介质材料的电容器的电压特性如图 3 所示。从图中可以看出，X7R 电容器在额定电压状态下，其 容量降为原始值的 70%，而 Y5V 电容器的容量降为原始值的 30%！了解了这个特性，在选用电容时 要在电压或电容量上留出余量，否则在额定工作电压状态下，滤波器会达不到预期的效果。图 4 电容器的电压特性 综合考虑温度和电压的影响时，电容的变化如图 4 所示。

图 5 电容器的温度/电压特性 5.穿心电容的使用 在实际工程中，要滤除的电磁噪声频率往往高达数百 MHz，甚至超过 1GHz。对这样高频的电磁 噪声必须使用穿心电容才能有效地滤除。普通电容之所以不能有效地滤除高频噪声，是因为两个原 因，一个原因是电容引线电感造成电容谐振，对高频信号呈现较大的阻抗，削弱了对高频信号的旁 路作用；另一个原因是导线之间的寄生电容使高频信号发生耦合，降低了滤波效果，如图 5 所示。

图 6 普通电容在高频滤波中的问题 穿心电容之所以能有效地滤除高频噪声，是因为穿心电容不仅没有引线电感造成电容谐振频率 过低的问题，而且穿心电容可以直接安装在金属面板上，利用金属面板起到高频隔离的作用。但是 在使用穿心电容时，要注意的问题是安装问题。穿心电容最大的弱点是怕高温和温度冲击，这在将 穿心电容往金属面板上焊接时造成很大困难。许多电容在焊接过程中发生损坏。特别是当需要将大 量的穿心电容安装在面板上时，只要有一个损坏，就很难修复，因为在将损坏的电容拆下时，会造 成邻近其它电容的损坏。 随着电子设备复杂程度的提高，设备内部强弱电混合安装、数字逻辑电路混合安装的情况越来 越多，电路模块之间的相互骚扰成为严重的问题。解决这种电路模块相互骚扰的方法之一是用金属 隔离舱将不同性质的电路隔离开。但是所有穿过隔离舱的导线要通过穿心电容，否则会造成隔离失 效。当不同电路模块之间有大量的联线时，在隔离舱上安装大量的穿心电容是十分困难的事情。为 了解决这个问题，国外许多厂商开发了“滤波阵列板”，这是用特殊工艺事先将穿心电容焊接在一 块金属板构成的器件，使用滤波阵列板能够轻而易举地解决大量导线穿过金属面板的问题。但是这 种滤波阵列板的价格往往较高，每针的价格约 30 元。 1999 年，北京天亦通公司开发成功了 TLZ – 1 系列滤波阵列板（专利申请中）。这种滤波阵 列板的滤波性能接近国外产品，但价格仅为国外产品的 1/10 以下。TLZ – 1 系列滤波阵列板的密 度是标准 2.54mm，可以直接与扁平电缆插座配合，便于安装，可广泛用于电子设备的滤波隔离（图 6）。图 7 滤波阵列板用于电路隔离

滤波器的选择与应用电路设计人员如何确定在哪种场合该选用哪种滤波器呢？本文旨在帮助他们作出这种决定。 滤波器的选择看似神秘，但实质上并非如此。不过在很多场合，即使竭尽全力采取以下所述方法来选择，也还 是需要实验多个滤波器后才能挑出最合适的一只。 那么，为什么要煞费苦心去正确的选择滤波器呢？按这里提供的准则来进行滤波器的筛选，至少可满足滤波器 的正确尺寸和类型的要求，因此，试用滤波器仅仅是用一只滤波器替换另一只滤波器，同时检查传导及辐射发射， 看哪只滤波器具有最佳的费效比。 如果在设计过程中没有足够的耐心去选择滤波器，墨菲法则（好象所有的物理、医疗和财政方面的公式都是从 这里派生出来的）表明：最终证明是最合适的滤波器会与产品的其它要求完全不兼容。要么滤波器太大或太重而不 能安装在铸塑模机壳内，需要一笔昂贵的重新制造模具的费用，要么需要一种不易实现的安装方法，要么由于滤波 器的泄漏电流，将使推向市场的产品存在安全隐患问题。确实，如果没有仔细选择正确型号及类型的滤波器，那么 按照墨菲法则，挑选合适的滤波器将增加研发和生产费用，同时也会推迟产品的上市时间。 滤波器有关指标的计算 通过将产品的发射频谱与相关的电磁兼容标准比较，可以估算用滤波器控制发射所需要的衰减量。对于抗扰性 控制，可以通过比较外部电噪声（通常取自有关的电磁兼容抗扰度标准）与产品电子线路的敏感性以及干扰期间希 望达到的性能等级来估算一个粗略值。 当明确知道一个产品实际的发射或敏感性能时，就可采取精确的计算而不去进行估测。不过，如果不是在一个 可控的 50Ω阻抗环境中工作，在购买滤波器时，厂家提供的产品指标是靠不住的。 阻抗问题 滤波器的工作原理是在射频电磁波的传输路径上形成很大的特性阻抗不连续，将射频电磁波中的大部分能量反 射回源处。大多数滤波器的性能是在源和负载阻抗均为 50 的条件下测得的，这使我们直接联想到极为重要的一点， 这就是滤波器的性能在实际情况下不可能达到最佳。 考察一个典型的电源线滤波器，它安装在交流电源线与作为电子产品直流电源的交-直流变换器之间。白天，交 流电源的阻抗在 2～2kΩ间变化，取决于与它连接的负载以及所关心的频率。连接到电子设备的电源线的特征阻抗 大约在 150Ω，当整流器在电源波形的尖峰附近导通时，相当于短路，而在其它时间，相当于开路。 滤波器参数是在 50Ω的源和负载阻抗的测试环境下获得的，因为大多数射频测试设备采用 50Ω的源、负载及 电缆。这种方法获得的滤波器性能参数是最优化的，同时也是最具有误导性的。 因为滤波器由电感和电容组成的，因此这是一个谐振电路。其性能和谐振主要取决于源端及负载端的阻抗。事 实上，一只价格昂贵且 50/50 性能优秀的滤波器可能在实际中的性能还不如一只价格较低且 50/50 性能较差的滤波 器好。 电源线滤波器 图 1 给出的单级电源线滤波器对源和负载的阻抗都很敏感，当工作在实际的源和负载阻抗条件下时，很容易产 生增益，而不是衰减。这种增益通常出现在 150kHz～10MHz 的频率范围内，幅度可以达到 10 ～ 20dB。因此， 在产品上安装一个不合适的滤波器后，可能会增加发射强度和/或使敏感性变得更糟。

图 1 典型的单级电源线滤波器 图 2 所示的两级或更多级的滤波器，可以使内部接点保持在相对稳定的阻抗上，因此对负载及源的阻抗依赖不 是很大，可以提供接近 50/50 指标的性能。当然，这些滤波器体积更大，价格更高。图 2 典型的两级电源线滤波器 为了解决阻抗问题，最好是购买生产厂家同时标明了在“匹配”的 50/50 测试系统中的指标和在“失配”条件 下的指标的产品。失配的数据是在源阻抗为 0.1，负载阻抗为 100 的条件下，和相反的条件下，测得的。一个窍门 是用所有这些曲线中的最坏情况形成一条衰减曲线图，并将其作为滤波器的技术指标。图 3 表示的是该过程的一个 示例。当采用这种方法来选择滤波器以满足产品的预期目的时，滤波器的性能通常能够达到希望的效果，甚至更好 一些。图 3 根据厂商数据绘制的可靠的滤波器衰减图

大多数电源线滤波器采用共模扼流圈和连接在相线间的 X 电容处理差模干扰。如果滤波器用于解决开关电源、 相位角功率控制器、马达驱动器等电路产生的低频高强度干扰问题，则通常需要比 X 电容所能提供的差模衰减更大 的衰减，这时需要采用如图 4 所示的差模扼流圈。由于磁芯会发生饱和现象，所以很难以较小的体积获得较大的电 感量。这些滤波器一般体积比较大而且也比较昂贵。图 4 开关电源转换器上使用的典型滤波器 大多数电源线滤波器采用 Y 型电容，这些电容连接在相线与地线之间。为了不超过相关安全标准限定的地线允 许泄漏值，这些电容的值大约在几 nF 左右。一般地，Y 电容应连接到噪声干扰较大的导线上（例如，仪表灵敏模拟 电路中的电源线，开关电源中的整流器等）。 对于医疗设备，特别是与病人身体接触的，要求地线泄漏电流值相当低，因此使用任意一种 Y 型电容都是不行 的。这时采用的滤波器需要更大的电感和/或采用多级级联，因此体积较大，价格较高。 （最好是在设备与病人相连 的那一端采用电池供电,仅通过光耦或光纤与交流电源供电的设备相连。） 在较大的系统里，来自大量 Y 型小电容的地线泄漏会产生很大的地线电流，这样就会产生地线电压差，从而导 致不同设备间的互连电缆上产生“嗡嗡”的交流声和瞬态高电平。现代最佳解决方案是采用等势三维地线搭接，但 许多陈旧的设施中不能实现这一点。 因此， 决定用在大系统里的设备应使用 Y 电容很小或根本没有 Y 电容的滤波器。 最好是使用满足安全认证的电源线滤波器。这些滤波器的安全性、可靠性、温度范围、额定电压和电流以及恰 当的安全标准的应用均业已由厂家认证通过。 信号线滤波器 如果传导发射或辐射发射由不可避免的信号频谱引起，那么试图使用差模滤波器来减小这些发射并不是办法。 不过对所关心的信号频谱范围内的频率，采用共模滤波是可行的，因为有用的信号是差模而非共模。 信号线滤波器的技术指标中，一般都忽略了地线噪声。驱动芯片会产生地线跳跃噪声，如果数字印刷电路板的 地线面与机壳间的射频搭接不好，便会在所有导线中产生大量的数字 0V 噪声，因此，外封装上标有低转换速率的驱 动芯片仍可能产生高电平的射频噪声。 低频模拟信号中使用的滤波器，尤其是当电子电路的灵敏度非常高时，需要采用如电源线滤波器一样的单级或 多级电路。然而，在多数情况下，信号是数字化的或高电平模拟信号，对干扰不很敏感，因此可采用 R、L、C、RC、 LC、T、或 π 型滤波器，如图 5 所示。

图 5 各种信号线滤波器 R 和 L 滤波器的基本工作原理是产生一个高阻抗以反射干扰，但这通常仅能获得几个 dB 的衰减。当源和负载阻 抗都较低时，这种滤波器是最适合的。L 滤波器能产生谐振，因此最好由软铁氧体磁性材料做成（参见下述部分）。 由于电阻中存在 0.2 pF 左右的寄生旁路电容,因此 R 滤波器在高频时会失去滤波效能. C 滤波器能产生一个低阻抗来反射干扰，通常用在源和负载阻抗都比较高的场合。通常，C 滤波器的性能曲线看 起来都是比较理想的，但实际上远不是这样。 具有较大 R 值的 RC 滤波器是比较理想的，因为它不会产生明显的谐振。但当信号频率在几 kHz 以上，或传输率 在 kB/s 以上的电路中，高 R 值（最好是取 10k 左右）是不适合的。 LC、T 和 π 型滤波器可以有更高的衰减值，但当它们连接到非 50 的源和负载阻抗的环境中时会发生谐振现象。 这个问题可以通过在电感上装入铁氧体来解决。铁氧体在低频（有时可达 10MHz 左右）时呈电感特性，但在较高的 频率处，它们失去了电感特性而表现出电阻特性。铁氧体磁珠在 100MHz 时的有效阻抗超过 1k，但直流时的阻抗则 小于 0.5，因而在无用频率处呈现高阻状态，在有用频率处呈现低阻状态。现在可以采购到型号众多的 SMD 铁氧体 磁珠来满足各种频谱的需要。 射频滤波器的一个鲜为人知的特性就是当它不连接到良好的射频参考地时，其效果是很差的。唯一能够作为射 频参考地的是 PCB 上的实心地平面、金属板或金属壳体（“法拉第笼”），理想情况下，在被滤波的最高频率处， 它们都不应有大于波长 1/100 的孔洞（空气中 1GHz 时 3mm，或者在 FR4 纤维玻璃板中为 1.5mm）。 滤波器中的电容与射频地之间的连线也应小于波长的 1/100，同时还要保证电感很低。这就是说，除非在极低 的频率下，否则安全地的绿/黄色导线不能作为滤波器地线。例如，如果装有 2.2nF 的 Y 型电容的电源线滤波器通过 一根 10cm 长的绿/黄色导线接地，那么，在 20MHz 以上的频率时，由于地线电感的影响，其 Y 型电容将失效。 在估计绿/黄色导线地线的搭接性能时，可以假设导线的电感值约为 1nH/mm。滤波器唯一正确的连接是将滤波 器壳壁直接与射频地参考面或壳体连接起来。当然，只要有直接的射频地线搭接，那么出于安全考虑，装入绿/黄色 导线也未尚不可。 如果滤波器要安装在 PCB 板上，其电容必须直接连接到地平面上。如果没有地平面，安装含有电容的滤波器是 劳而无功的。如果滤波器安装在一个金属板或屏蔽壳体上，那么它必须是导电连接的，有时甚至有必要在滤波器安 装面贴上一圈导电衬垫，以使滤波器壳体与其搭接的金属面间形成无缝隙的射频搭接。 军用信号滤波器一般属于 C 和 π 型，因为多数常见的军事设备都有一个很结实的、设计完善的射频地（金属浇 注机箱）。因此，这种场合使用的滤波器一般不会受到射频地不良所带来的影响。 不过，对民用品、商业用品及工业制品来说，射频地的完整性通常是一个严重的问题，因为得处处考虑产品成 本。因此，我发现在这种情况下，性能较好的信号线滤波器一般是 RC、LC 或 T 型的，将电阻或电感连接到外部导线 上。这将使射频参考地线上的射频电流比 C 或 π 型滤波器产生的射频电流小得多。 如果一条电缆有多束芯线，通常最好的办法是将所有的芯线穿过一个共模扼流圈。如果减小敏感信号之间的串 扰十分重要， 则可以对芯线中各个信号分别采用共模扼流圈。 5 表明用于五芯电缆的五路共模扼流圈的一个例子。 图 表贴共模扼流圈在差不多 5mm 的正方体壳体内可达八路之多。

如果电源线滤波器不允许来自数字电路的 900MHz 的谐波泄漏到电源线中， 这时就应考虑滤波器和屏蔽体的优化 配合。这些接近微波频率的谐波会使产品的辐射发射加强。 射频滤波器的另一个鲜为人知的特性就是要将滤波器与屏蔽视为一个整体，两者相辅相成。错误的滤波器结构 设计或安装方法很容易使产品辐射发射超标。 滤波器的结构和安装 如果欲在高频获得极佳的滤波性能， 那么滤波器很容易由于其 PCB 走线和/或滤波与未滤波分界面上导线的射频 泄漏而使其性能发生降级。许多工程技术人员对滤波器周围的射频泄漏疑惑不解，滤波和未滤波走线及导线必须尽 可能地彼此远离，而且没有其他走线或导线穿过附近滤波/未滤波的边界线，通常，对滤波器未滤干净的残余泄漏采 用屏蔽技术是非常必要的。 如果外部电缆滤波后进入具有地平面的 PCB 板或用作射频地的一个工业仪表面板， 滤波器应安装在电缆进出 PCB 板或仪表面板的位置上，并且要直接连接到射频地线上。 如果外部电缆经滤波后进入屏蔽机柜，滤波器应安装在机柜的壁上，并且要在安装孔的周围一周与柜壁进行导 电连接。隔离式滤波器是最好的选择（例如，穿心电容），但一般都比较贵而且难于安装。 市场上也可以采购某些型号的滤波连接器，比如 D 型连接器（通常只有 1nF 的电容，不过磁珠、T 和 π 型滤波 器也是有效的）。 就电源线滤波器 （通常适用于 0—400Hz 的频率， 且性能基本不变） 来说， 面板安装的滤波器通常采用 IEC 插座。 将这种金属外壳的带 IEC 插座的滤波器安装在屏蔽体上，如果滤波器壳体上没有缝隙，并且按图 6 所示的办法将它 四周电气连接到屏蔽金属件上，可在数十兆赫兹的频率范围内获得较好的性能。有些厂商仅一味追求滤波器能否在 传导发射测试频率（达到 30MHz）范围内正常工作，这种滤波器的成本较低，但使滤波器的屏蔽完整性受到影响， 从而使产品不能通过电磁兼容标准中的辐射发射试验。图 6 屏蔽体上电源线滤波器的安装方法 在大功率场合中，多数电源线滤波器采用螺钉接线方式，从而使隔离板安装不可能。图 6 表明镙钉安装的滤波 器采用“脏盒”方法，同时用一个外层屏蔽盒将其封装在一个屏蔽的“脏盒”内。即使脏盒中的输入和输出电缆很 短而且彼此远离，高频仍然可以泄漏出去，因此需要对某一条电缆或所有电缆套装磁环来解决。

滤波器的选择与应用电路设计人员如何确定在哪种场合该选用哪种滤波器呢？本文旨在帮助他们作出这种决定。 滤波器的选择看似神秘，但实质上并非如此。不过在很多场合，即使竭尽全力采取以下所述方法来选择，也还 是需要实验多个滤波器后才能挑出最合适的一只。 那么，为什么要煞费苦心去正确的选择滤波器呢？按这里提供的准则来进行滤波器的筛选，至少可满足滤波器 的正确尺寸和类型的要求，因此，试用滤波器仅仅是用一只滤波器替换另一只滤波器，同时检查传导及辐射发射， 看哪只滤波器具有最佳的费效比。 如果在设计过程中没有足够的耐心去选择滤波器，墨菲法则（好象所有的物理、医疗和财政方面的公式都是从 这里派生出来的）表明：最终证明是最合适的滤波器会与产品的其它要求完全不兼容。要么滤波器太大或太重而不 能安装在铸塑模机壳内，需要一笔昂贵的重新制造模具的费用，要么需要一种不易实现的安装方法，要么由于滤波 器的泄漏电流，将使推向市场的产品存在安全隐患问题。确实，如果没有仔细选择正确型号及类型的滤波器，那么 按照墨菲法则，挑选合适的滤波器将增加研发和生产费用，同时也会推迟产品的上市时间。 滤波器有关指标的计算 通过将产品的发射频谱与相关的电磁兼容标准比较，可以估算用滤波器控制发射所需要的衰减量。对于抗扰性 控制，可以通过比较外部电噪声（通常取自有关的电磁兼容抗扰度标准）与产品电子线路的敏感性以及干扰期间希 望达到的性能等级来估算一个粗略值。 当明确知道一个产品实际的发射或敏感性能时，就可采取精确的计算而不去进行估测。不过，如果不是在一个 可控的 50Ω阻抗环境中工作，在购买滤波器时，厂家提供的产品指标是靠不住的。 阻抗问题 滤波器的工作原理是在射频电磁波的传输路径上形成很大的特性阻抗不连续，将射频电磁波中的大部分能量反 射回源处。大多数滤波器的性能是在源和负载阻抗均为 50 的条件下测得的，这使我们直接联想到极为重要的一点， 这就是滤波器的性能在实际情况下不可能达到最佳。 考察一个典型的电源线滤波器，它安装在交流电源线与作为电子产品直流电源的交-直流变换器之间。白天，交 流电源的阻抗在 2～2kΩ间变化，取决于与它连接的负载以及所关心的频率。连接到电子设备的电源线的特征阻抗 大约在 150Ω，当整流器在电源波形的尖峰附近导通时，相当于短路，而在其它时间，相当于开路。 滤波器参数是在 50Ω的源和负载阻抗的测试环境下获得的，因为大多数射频测试设备采用 50Ω的源、负载及 电缆。这种方法获得的滤波器性能参数是最优化的，同时也是最具有误导性的。 因为滤波器由电感和电容组成的，因此这是一个谐振电路。其性能和谐振主要取决于源端及负载端的阻抗。事 实上，一只价格昂贵且 50/50 性能优秀的滤波器可能在实际中的性能还不如一只价格较低且 50/50 性能较差的滤波 器好。 电源线滤波器 图 1 给出的单级电源线滤波器对源和负载的阻抗都很敏感，当工作在实际的源和负载阻抗条件下时，很容易产 生增益，而不是衰减。这种增益通常出现在 150kHz～10MHz 的频率范围内，幅度可以达到 10 ～ 20dB。因此， 在产品上安装一个不合适的滤波器后，可能会增加发射强度和/或使敏感性变得更糟。

图 1 典型的单级电源线滤波器 图 2 所示的两级或更多级的滤波器，可以使内部接点保持在相对稳定的阻抗上，因此对负载及源的阻抗依赖不 是很大，可以提供接近 50/50 指标的性能。当然，这些滤波器体积更大，价格更高。图 2 典型的两级电源线滤波器 为了解决阻抗问题，最好是购买生产厂家同时标明了在“匹配”的 50/50 测试系统中的指标和在“失配”条件 下的指标的产品。失配的数据是在源阻抗为 0.1，负载阻抗为 100 的条件下，和相反的条件下，测得的。一个窍门 是用所有这些曲线中的最坏情况形成一条衰减曲线图，并将其作为滤波器的技术指标。图 3 表示的是该过程的一个 示例。当采用这种方法来选择滤波器以满足产品的预期目的时，滤波器的性能通常能够达到希望的效果，甚至更好 一些。图 3 根据厂商数据绘制的可靠的滤波器衰减图

大多数电源线滤波器采用共模扼流圈和连接在相线间的 X 电容处理差模干扰。如果滤波器用于解决开关电源、 相位角功率控制器、马达驱动器等电路产生的低频高强度干扰问题，则通常需要比 X 电容所能提供的差模衰减更大 的衰减，这时需要采用如图 4 所示的差模扼流圈。由于磁芯会发生饱和现象，所以很难以较小的体积获得较大的电 感量。这些滤波器一般体积比较大而且也比较昂贵。图 4 开关电源转换器上使用的典型滤波器 大多数电源线滤波器采用 Y 型电容，这些电容连接在相线与地线之间。为了不超过相关安全标准限定的地线允 许泄漏值，这些电容的值大约在几 nF 左右。一般地，Y 电容应连接到噪声干扰较大的导线上（例如，仪表灵敏模拟 电路中的电源线，开关电源中的整流器等）。 对于医疗设备，特别是与病人身体接触的，要求地线泄漏电流值相当低，因此使用任意一种 Y 型电容都是不行 的。这时采用的滤波器需要更大的电感和/或采用多级级联，因此体积较大，价格较高。 （最好是在设备与病人相连 的那一端采用电池供电,仅通过光耦或光纤与交流电源供电的设备相连。） 在较大的系统里，来自大量 Y 型小电容的地线泄漏会产生很大的地线电流，这样就会产生地线电压差，从而导 致不同设备间的互连电缆上产生“嗡嗡”的交流声和瞬态高电平。现代最佳解决方案是采用等势三维地线搭接，但 许多陈旧的设施中不能实现这一点。 因此， 决定用在大系统里的设备应使用 Y 电容很小或根本没有 Y 电容的滤波器。 最好是使用满足安全认证的电源线滤波器。这些滤波器的安全性、可靠性、温度范围、额定电压和电流以及恰 当的安全标准的应用均业已由厂家认证通过。 信号线滤波器 如果传导发射或辐射发射由不可避免的信号频谱引起，那么试图使用差模滤波器来减小这些发射并不是办法。 不过对所关心的信号频谱范围内的频率，采用共模滤波是可行的，因为有用的信号是差模而非共模。 信号线滤波器的技术指标中，一般都忽略了地线噪声。驱动芯片会产生地线跳跃噪声，如果数字印刷电路板的 地线面与机壳间的射频搭接不好，便会在所有导线中产生大量的数字 0V 噪声，因此，外封装上标有低转换速率的驱 动芯片仍可能产生高电平的射频噪声。 低频模拟信号中使用的滤波器，尤其是当电子电路的灵敏度非常高时，需要采用如电源线滤波器一样的单级或 多级电路。然而，在多数情况下，信号是数字化的或高电平模拟信号，对干扰不很敏感，因此可采用 R、L、C、RC、 LC、T、或 π 型滤波器，如图 5 所示。

图 5 各种信号线滤波器 R 和 L 滤波器的基本工作原理是产生一个高阻抗以反射干扰，但这通常仅能获得几个 dB 的衰减。当源和负载阻 抗都较低时，这种滤波器是最适合的。L 滤波器能产生谐振，因此最好由软铁氧体磁性材料做成（参见下述部分）。 由于电阻中存在 0.2 pF 左右的寄生旁路电容,因此 R 滤波器在高频时会失去滤波效能. C 滤波器能产生一个低阻抗来反射干扰，通常用在源和负载阻抗都比较高的场合。通常，C 滤波器的性能曲线看 起来都是比较理想的，但实际上远不是这样。 具有较大 R 值的 RC 滤波器是比较理想的，因为它不会产生明显的谐振。但当信号频率在几 kHz 以上，或传输率 在 kB/s 以上的电路中，高 R 值（最好是取 10k 左右）是不适合的。 LC、T 和 π 型滤波器可以有更高的衰减值，但当它们连接到非 50 的源和负载阻抗的环境中时会发生谐振现象。 这个问题可以通过在电感上装入铁氧体来解决。铁氧体在低频（有时可达 10MHz 左右）时呈电感特性，但在较高的 频率处，它们失去了电感特性而表现出电阻特性。铁氧体磁珠在 100MHz 时的有效阻抗超过 1k，但直流时的阻抗则 小于 0.5，因而在无用频率处呈现高阻状态，在有用频率处呈现低阻状态。现在可以采购到型号众多的 SMD 铁氧体 磁珠来满足各种频谱的需要。 射频滤波器的一个鲜为人知的特性就是当它不连接到良好的射频参考地时，其效果是很差的。唯一能够作为射 频参考地的是 PCB 上的实心地平面、金属板或金属壳体（“法拉第笼”），理想情况下，在被滤波的最高频率处， 它们都不应有大于波长 1/100 的孔洞（空气中 1GHz 时 3mm，或者在 FR4 纤维玻璃板中为 1.5mm）。 滤波器中的电容与射频地之间的连线也应小于波长的 1/100，同时还要保证电感很低。这就是说，除非在极低 的频率下，否则安全地的绿/黄色导线不能作为滤波器地线。例如，如果装有 2.2nF 的 Y 型电容的电源线滤波器通过 一根 10cm 长的绿/黄色导线接地，那么，在 20MHz 以上的频率时，由于地线电感的影响，其 Y 型电容将失效。 在估计绿/黄色导线地线的搭接性能时，可以假设导线的电感值约为 1nH/mm。滤波器唯一正确的连接是将滤波 器壳壁直接与射频地参考面或壳体连接起来。当然，只要有直接的射频地线搭接，那么出于安全考虑，装入绿/黄色 导线也未尚不可。 如果滤波器要安装在 PCB 板上，其电容必须直接连接到地平面上。如果没有地平面，安装含有电容的滤波器是 劳而无功的。如果滤波器安装在一个金属板或屏蔽壳体上，那么它必须是导电连接的，有时甚至有必要在滤波器安 装面贴上一圈导电衬垫，以使滤波器壳体与其搭接的金属面间形成无缝隙的射频搭接。 军用信号滤波器一般属于 C 和 π 型，因为多数常见的军事设备都有一个很结实的、设计完善的射频地（金属浇 注机箱）。因此，这种场合使用的滤波器一般不会受到射频地不良所带来的影响。 不过，对民用品、商业用品及工业制品来说，射频地的完整性通常是一个严重的问题，因为得处处考虑产品成 本。因此，我发现在这种情况下，性能较好的信号线滤波器一般是 RC、LC 或 T 型的，将电阻或电感连接到外部导线 上。这将使射频参考地线上的射频电流比 C 或 π 型滤波器产生的射频电流小得多。 如果一条电缆有多束芯线，通常最好的办法是将所有的芯线穿过一个共模扼流圈。如果减小敏感信号之间的串 扰十分重要， 则可以对芯线中各个信号分别采用共模扼流圈。 5 表明用于五芯电缆的五路共模扼流圈的一个例子。 图 表贴共模扼流圈在差不多 5mm 的正方体壳体内可达八路之多。

如果电源线滤波器不允许来自数字电路的 900MHz 的谐波泄漏到电源线中， 这时就应考虑滤波器和屏蔽体的优化 配合。这些接近微波频率的谐波会使产品的辐射发射加强。 射频滤波器的另一个鲜为人知的特性就是要将滤波器与屏蔽视为一个整体，两者相辅相成。错误的滤波器结构 设计或安装方法很容易使产品辐射发射超标。 滤波器的结构和安装 如果欲在高频获得极佳的滤波性能， 那么滤波器很容易由于其 PCB 走线和/或滤波与未滤波分界面上导线的射频 泄漏而使其性能发生降级。许多工程技术人员对滤波器周围的射频泄漏疑惑不解，滤波和未滤波走线及导线必须尽 可能地彼此远离，而且没有其他走线或导线穿过附近滤波/未滤波的边界线，通常，对滤波器未滤干净的残余泄漏采 用屏蔽技术是非常必要的。 如果外部电缆滤波后进入具有地平面的 PCB 板或用作射频地的一个工业仪表面板， 滤波器应安装在电缆进出 PCB 板或仪表面板的位置上，并且要直接连接到射频地线上。 如果外部电缆经滤波后进入屏蔽机柜，滤波器应安装在机柜的壁上，并且要在安装孔的周围一周与柜壁进行导 电连接。隔离式滤波器是最好的选择（例如，穿心电容），但一般都比较贵而且难于安装。 市场上也可以采购某些型号的滤波连接器，比如 D 型连接器（通常只有 1nF 的电容，不过磁珠、T 和 π 型滤波 器也是有效的）。 就电源线滤波器 （通常适用于 0—400Hz 的频率， 且性能基本不变） 来说， 面板安装的滤波器通常采用 IEC 插座。 将这种金属外壳的带 IEC 插座的滤波器安装在屏蔽体上，如果滤波器壳体上没有缝隙，并且按图 6 所示的办法将它 四周电气连接到屏蔽金属件上，可在数十兆赫兹的频率范围内获得较好的性能。有些厂商仅一味追求滤波器能否在 传导发射测试频率（达到 30MHz）范围内正常工作，这种滤波器的成本较低，但使滤波器的屏蔽完整性受到影响， 从而使产品不能通过电磁兼容标准中的辐射发射试验。图 6 屏蔽体上电源线滤波器的安装方法 在大功率场合中，多数电源线滤波器采用螺钉接线方式，从而使隔离板安装不可能。图 6 表明镙钉安装的滤波 器采用“脏盒”方法，同时用一个外层屏蔽盒将其封装在一个屏蔽的“脏盒”内。即使脏盒中的输入和输出电缆很 短而且彼此远离，高频仍然可以泄漏出去，因此需要对某一条电缆或所有电缆套装磁环来解决。

开关电源的传导发射模型概述军标 461C 在 CE01 发射（60Hz-20kHz）的频率范围内规定了电子设备产生谐波电流的极限值。这些发射是开 关电源产生的电磁干扰的典型特征。计算机模型已经被用来研究军用电源配电系统上非线性负载的效应。可以用理 想电流源并联适当负载阻抗来模拟非线性负载引起的谐波骚扰。电流源可以假定为谐波成分与测量值符合。谐波电 压和电流可在电源配电系统中的不同点求得，总的谐波骚扰被估计为特殊线路接法时的质量因数。总谐波骚扰的预 测值将与实际的船上测量值相近。绪论在过去几年中，人们已非常重视军用电源配电系统中非线性负载的效应。功率转换器，尤其是开关调节闸，将把 谐波电流引入到电源配电系统中。谐波电流会带来许多问题，包括对其他电子系统的干扰，使电机和其他磁性元件 增加功耗， 二次谐波转矩可以导致额外的机械振动， 增加的谐波成分将通过输入端与地间的电容流入到船体甲板上。 这些谐波发射聚集在两个频率范围：60Hz-20kHz（CE01 发射）和 20kHz-50MHz（CE03 发射） 。CE01 发射通常 与整流器和输入平滑滤波器有关，CE03 发射则与直流—直流变换器中使用的实际开关频率有关。因为许多工程技 术人员，包括设计中的开关电源，如何处理电源配电系统中的这些设备所产生的电磁干扰是一个相当重要的问题。 图 1 示意了实验室配电系统中的谐波骚扰情况。已经设计出最坏的计算机模型来估计典型的军用电源配电系统中的 这种电磁干扰的影响。 测量几种常用电源以确定各种平滑滤波器的效果。典型的开关电源使用容性的平滑滤波器。这会因为滤波器的低 成本、轻重量、小体积而产生相当好的波纹电流。不过，电容性平滑滤波器在较低的频率处会变得越来越不起作用， 并且允许增加的谐波电平回送到源设备，因此通常不能通过 CE01 发射测试。图 2 是采用容性平滑滤波器的三相电 源的频谱图。该频谱在一些点上（第 13 次谐波）比较得平坦，然后以 1/n3 的速度衰减。对其他几个电源测试的结 果，发现衰减率在 1/n—1/n3 之间。 开关电源在 20kHz—50MHz 的范围内也呈现出传导发射的性质。设计人员一般选择开关频率在 20kHz 左右，因 为低于 20kHz 的频率可以使设备产生电磁干扰而且很难滤除。 40kHz 以上的频率会引起额外的电磁干扰， 但这比较 容易滤掉。图 1. 实验室单相电源线上 60Hz 处的谐波骚扰

图 2. BQQ-5 型 4B 电源 A 相电源线的电流频谱 一些生产商正在生产 100W 的在 200kHz 工作的开关电源，但这个频率范围内电源的传导发射在很大程度上都依 赖于生产商提供的滤波措施。在此问题上，不是对每种电源都提供一个详细的摸型，而是采用一般最坏情况下的开 关摸型。可以假设：整流器和开关电路间的滤波器能够最优化地提供平滑滤波、电路可靠性和开关频率处必要的衰 减作用。 因为此问题旨在研究输入电源线上开关调节闸的作用， 仅对整流器， 输入滤波器和直流—直流转换器予以讨论。 包括各种整流器和滤波器级联的测量以及几种计算机模型的设计。关于这一点，对先进的和落后的模型都应予以探 究。在测量和先进的建模方面，需要广泛了解电路元件的详细情况。尽管这种要求使先进的模型在 EMI 分析方面并 无多大用处，但这种模型仍然足以提供对设备的进一步理解。在落后的模型中，非线性信号源被具有适量谐波成分 的等效电流源取代。此方法用作 EMI 分析是理想的。因为熟悉开关电源的整体特性且能够轻易地计算出具体数据。 因此，EMI 模型可以构建出来，在具体电源中可以计算出非线性开关电源的有效作用，而不需要了解电路各元件的 情况。计算机模型POWSUP 这个新编写的计算机程序，已用来预测开关电源的 CE01 和 CE03 传导发射水平。该程序是 1976 年编写 的用于预测三相电源总线上非线性负载的总体谐波电压骚扰的源程序的一个副产品。与其源程序相似，POWSUP 是一 个交互式程序，要求用户回答所模拟的电源系统的各种参数。输出送到显示屏上，因此用户可以观察到电源线上各 个位置处的电压和电流。对模型中的所有负载和确定的频段都可以求得总谐波畸变。如果开关电源被视为负载，则 流回信号源的 CE03 电流也可以得出。 在每一模型端， 用户可以选择运行另外一种模式。 3 是计算机程序的流程图。 图

图 3 电源（POWSUP）计算机程序流程图

POWSUP 分为 CE01 和 CE03 两块。程序可以计算出给定参数的船上电源线的谐波电压。这些电压可用来预测电源 线上各处预期的 THD。 谐波畸变可以使敏感设备遭受会导致其功能降低的电压的影响。 MIL—STD—461C 的 CS01 细则 给出了能够导致敏感设备功能降级的输入电源线上所需的电压等级。据此，船舶设计者可在设备正式安装到工作台 之前，明确标标出潜在的问题区域。CE01 模型计算机程序模块是一个平衡的三相星形或三角形接法的充当单相线路的电源配电系统。非线性负载引起的谐波 畸变可由旁路负载阻抗的理想电流源来进行模拟。这些电流源可被假设其谐波成分与测量值匹配。模型可以分析多 达 10 个并联安装在信号源处的平衡负载。 在电源配电系统中的各个地方均可求出谐波电压与电流， 可以把整体谐波 畸变估作特定线路接法时的性能因数。模型可以容纳 60Hz 或 400Hz 的信号源。 图 4（a）是典型的三角形接法的电源配电系统。图 4（d）是等效的星形配电系统。如果系统是平衡的，那么我 们就可把三角形接法的系统用等效的星形接法的系统的有关公式来描述如下：图 4（a）三角形电源配电系统图 4（b）等效的星形电源配电系统 每种模型的总电源都有一个等效的表达式。对于星形接法的配电系统，变换到负载的总电源的表达式如下：假定功率因数 Pf 已经归一化。将等式（1）中的 V 和 I 等价交换，可以发现，变换到负载的总电源处于等价的 三角形接法的系统中。一旦决定应用星形接法的表达式，我们就仅需分析电路的一条支线路来决定系统的电压和电 流。图 4（c）是简化为一条支线的星形系统。

图 4（c）星形电源配电系统的一条支路 图 4 中有关电源系统的参数含义如下：Zg：总阻抗 Zt：传输线阻抗 Zl：负载阻抗 In：n 次谐波电流的幅值 图 5 是带有 N 个并联的非线性负载的电源配电系统的一条分支。为了预测这些负载产生的谐波畸变，可用线性 电流来取代非线性负载，线性电流源的特性由以下表达式决定：图 5 带有并联非线性负载的电源配电系统的一条分支 电流源的频谱特性可确定有如下的特征：1/n，1/n1.5 ,1/n2 或基频的 3%，或容性耦合模型。它们分别表示衰 减率为－20dB/dec、 －30dB/dec、 －40dB/dec 和 0dB/dec。 容性耦合模型代表第 13 次谐波的平直谱线然原按 60dB/dec 和 0dB/dec。容性耦合模型代表第 13 次谐波的平直谱线，然后按－60db/dec 的衰减率下降。1/n 模型表示感性滤波 器模型， 用于其电感比主要电感大很多的场合。 其他模型指的是根据实验观察到的衰减率。 3%模型是 MIL—STD—46IC 强制的约束条件。对于注意信号源，给定的谐波幅度可由下式决定： 式中：n:谐波数量，m：衰减斜率 SF：比例因子 I1：基频幅度 In：n 次谐波电流幅值。 比例因子参数允许打算执行的平坦频谱模型。对于 3%模型，SF=0.03，m=1。事实上，任何平坦的频谱模型都可 以按此参数实行。 减小低频整流谐波幅度的技术之一就是使用多相电源。在我们讨论的模型中。我们假设电源系统是三角形连接 的三相平衡系统。三相全波整流器的脉波数为 6。这说明谐波次数有 6n±1 的关系。电源的脉冲速度越高，将以 6 的倍数成倍地改变谐波频率。 例如， 脉波数为 24 的电源系统， 其第一个谐波的次数将是 23 次。 其他的谐波将按 24n±1 （n=1、2、3 …）依次产生。注意 1/23=0.04 很接近军标 3%谐波电流的限制。因为随着生产技术的发展，这种技术 设备已经得到有效地应用，因此分析脉波数大于 6 的非线性负载是非常必要的。 为了计算每个负载端和信号源输出端（见图 6）的谐波电压，必须弄清楚返回到信号源的电流。为了计算电流， 必须计算线路的总导纳。以下分析步骤说明了如何计算谐波电压和电流。不同谐波频率时的各支路变量定义如下：

Vgo: 信号源输出端电压 Yg: 信号源和传输线的导纳 Am: 从第 m 条支路到第 m 条支路的总电流，或从第 m 条分支电路看进去的总导纳返回到信号源的电流速率 Im(f): 频率 f 时第 m 条支路的电流 Yrcm: 第 m 条支路中 RC 网络的导纳 Yr: 除开第 m 条支路外各支路的总导纳 Zlm: 第 m 个负载的阻抗 Ym: 第 m 条支路的导纳 Zbm: 电源电缆第 m 条支路的阻抗 Cm: 第 m 条支路的电容 Rm: 第 m 个负载的电阻 Rbm: 电源电缆第 m 条支路的电阻 Lbm: 电源电缆第 m 条支路的电感 Zg: 总阻抗 Zt: 传输线阻抗 Rg: 总电阻 Lg: 相线与中性线间的总电感 Rt: 传输线电阻 Lt: 传输线电感 Vm: 第 m 个负载的电压 信号源输出端电压（如图 6）为：Vgo(f)=It (f) / Yg (f)式中：是返回到频率 f 的信号源的总电流。是从第 m 条支路看进去的总导纳。 各个导纳如下：第 m 条支路的阻抗 Zbm（如图 6）为： Zbm=Rbm+jωLbm ，信号源导纳为：Yg=1/ (Zg+jωLg) ， 式中 Zg=Rg+jωLg Zt = Rt + jωLt 。因此，第 m 个负载上的电压可以由下式得到：如图 6 所示，这是个近似值。非线性负载可以用带有串联负载的电流源来代替；本例中，电压方程是准确的。 因此，作为一次近似，假设负载端的电压骚扰取决于与该负载连接的支路电压降，而且电压畸变是由返回到信号源 的谐波电流引起的。注意，在此特殊模型中。Rbm，Rt 和 Rg 都假设其线性电阻为 0，这对低频谐波来说是一个极好 的近似。

图 6 m 个线性电流源取代 m 个非线性负载的电源配电系统的一条支路 THD 可用 IEEE（电气与电子工程师学会）的标准定义的近似方法求解出来。因此，对于三相非线性电源，其 THD 为： 式中：V1 为基频有效值电压。附加的 1%是用来说明流入到信号源的谐波电压畸变。 总之，CE01 模型包括多相电源，脉波数为 6 的整流器 （较高脉波数的谐波数量由 600/P 决定， 这里 P 为脉波数） 有高达基波的 100 个谐波分量，五个谐波衰减模型的选择，其中一个模型用于容性耦合的电源线上，其他分别用来 计算在每个谐波分量时返回到信号源的 CE01 传导发射电流；计算所有谐波分量的 THD；错误查找程序和多线程循环 处理功能。CE03 发射模型开关电源是用线性电流源来代替非线性负载的一个模型， 该线性电流源与其取代的负载有相似的频谱特性。 CE03 电流源如与 CE01 电流源并联将会有不确定的阻抗。 为了阻止 CE01 电流源的电流流经其他的支路， 这样做是必要的。 这个新电流源将取代平滑滤波器和开关电路，这都需进行模拟实验。因为大多数开关调节器在直流 — 直流隔离时 属于变压器耦合。这里第二个电流源的阻抗实际上是由输出功率计算出的电阻值，或者有： R = V ab / P0 在计算这个电流源的幅值时，应考虑平滑滤波器的特性。 CE03 电流源的特性可通过假设的最坏情况的模型而得到。图 7 是最坏情况下开关拓扑结构的简易模型，是反极 性变换器。这里单刀双掷开关代表接通和截断输入电流的开关管，结果，在装置的输入端出现方波信号。当开关断 开时，负载上的二极管仍然有电流存在。 然而，开关管有确定的上升和下降时间；典型的开关管的上升时间在 100ns 数量级。2图 7 采用反极性拓扑结构的开关电源的简易模型

因此，在此模型中，开关电源用一个对称的周期梯形波来代替。图 8（a）是推荐选用的电流源波形。对于对称 梯形脉冲的不定序列，其标准傅立叶系数为：式中常数如图 8（a）中定义。图 8（a） 梯形波周期 T=50μs，上升时间 tr=30ns，占空比 t0=25为了更精确地模拟开关电流的波形，也包括二极管的导通尖峰恢复电流。将二极管恢复峰值电流作为一个脉冲 来模拟，主要以指数方式衰减正弦波。因为总的波形是两个独立效应的合成结果，波形可以在频域内单独分析。图 8（b）是指数衰减的正弦脉冲，可如下表示：式中α=衰减指数，b=2πf0 ，f0 = 正弦波频率。 图 8（b）中波形的傅立叶系数可由 f（t）在整个周期内积分求得，如下示：图 8（b）指数衰减的正弦脉冲脉 T=50μs f0=3MHz α=1.153×105 t=50μs 积分得出的归一化系数如下：式中： 二极管恢复峰值的梯形开关电流的合成波形如图 9 示。合成的傅立叶波形也表示在图中。该曲线是开关频率 20kHz，上升时间 30μs，导通尖峰电流 1A 时测得的。该曲线作为我们建立模型的基础。在模型中我们采用理想的 平滑滤波器以计算估计的 CE03 电流源的幅值。图 10 是该滤波器的特征曲线，图 11 是 20kHz 时 1A 开关电流通过平

滑滤波器反射的估计幅值。注意在此新模型中，可允许高达 100kHz 的开关频率。对于大于 1A 的开关电流，可由下 式计算其幅值：RX = 20log(I1)图 9 叠加二极管恢复尖峰的梯形波在 20KHz 时的傅立叶系数图 10 理想的平滑滤波器

图 11 20kHz 时开关电源模型通过平滑滤波器反射的估计幅值。 以及 60Hz 时负载电流≤1A 时 CE03 的极限曲线，注意，CE03 极限曲线在 1MHz 以上未标示出。开关电源样机的运行在本节中，样机的运行是用一假定的电源配电系统来图解计算机模型的性能。对于不同脉波数的系统，可以计 算出总的谐波畸变率和回馈电流。计算机模型与 43.2kW 的发电机，400Hz 的电源配电系统上采用的船舶测量措施相 仿，测量和计算出的 THD 说明了电源配电系统的各种负载接入情况。 因为低频传导发射控制着电源总线上的谐波畸变情况，图 12 是 135kW、400Hz，带有六个非线性负载的电源配 电系统。表 1 比较了不同多相电源在源输出点的 THD，并假设所有信号源均有 1/n 的衰减率，00 的触发角和瞬时换 向。图 12 假想的电源线路 显然，随着脉波数的增加，THD 降低。事实上，对于脉波数为 18 的电源，THD 差不多为 5%，这是电压畸变率的 极限值，对于脉波数为 24 的电源，THD 在此极限值以内。然而，谐波电流带来的真正问题不是畸变类型，而是不同 频率时流回信号源的电流量。表 2 是不同脉波数时返回到信号源的电流。注意在其甚低频率范围内流动的大电流。

如果允许这些电流通过线地间的滤波器在装置上流动，那么就可能产生干扰敏感设备或低电平信号传输线的高能磁 场。因此，装置电流是很明显的问题，尤其在甚低频范围更是如此。 表 1 多相电源输出端总谐波畸变（THD）的比较 脉波数 6 12 18 24THD（%） 8.5 6.4 5.1 4.3表 2 不同脉波数时返回到信号源的预测 CE01 电流值 电 流（A） 脉波数为 6 脉波数为 12 脉波数为 18 脉波数为 24 2000 2800 4400 5200 6800 7600 9200 10000 14000 14800 18800 19600 41.8 27.8 15.0 11.6 7.5 6.2 4.4 3.8 2.4 1.8 1.2 1.1 1.2 1.1 4.4 3.8 2.4 1.8 1.2 1.1 3.8 15.0 11.6 7.5 6.2频率（Hz）最后， 船上测量数据将同预测数据进行比较； 13 是船上数据测量的电源配电系统。 图 该实验中， 是通过 400Hz， THD 43.2kW 的电源配电系统在不同负载时测得的。可试着模拟具有适当衰减值的不同信号源；然而，在模型间所测得的 谐波衰减值通常是有效的。在那些模型中，应选用最合适的模型。在数据有效时包括线地间电容。表 3 总结了测量 数据与预测 THD 比较的结果。所有负载都是脉波数为 6 的信号源。尽管图中的数据根本不精确，但表中数据足以说 明选择的模型是预测预期 THD 的一个很不错的初步尝试。表 4 是从这些负载返回到信号源的期望电流值。这些数据 可按表 3 中同样的条件求出。表 4 中列出的电流值很重要；如果允许它流过装置，它们将产生相当大的干扰。控制 这种装置电流传播的一个办法是对所有非线性设备进行隔离。尽管这样会使装置电流得以控制，但是附加的隔离措 施会增加装置的重量和额外的资金。 表 3 船上 THD 测量数据与预测值的比较 测量值 THD （%） 3.3 3.4 预测值 THD （%） 5.00 5.01负载 1 2模型编号 2 2

3 4 5 6 74.2 3.54 3.76 4.39 3.945.02 5.02 4.99 5.15 5.142 2 2 2 2图 13 43.2kw ，400Hz 船上电源配电系统模型 表 4 根据船上测量的数据预测的返回信号源的发射电流值 频 率 2000 2800 4400 5200 电 流（A） 7.0 3.9 1.6 1.1结论通过对开关电源在 60Hz-50MHz 频率范围内的谐波畸变模型的研究， 能同时处理低频 CE01 和高频 CE03 的信号源 的计算机程序已经开发出来。它可以计算各种非线性负载在这两个频率范围内流回到信号源的传导发射电流。这些 负载可接成需要的任何一种类型，可以有不同的脉波数，而且可利用耗 的或开关电源。这些结果已正明与船上电源 配电系统的实际测量值完全符合。这个程序可用作一个有效的设计工具，用以预测电源系统非线性负载在最差情况 时的谐波畸变率。这些数据对那些不熟悉电源配电系统非线性大功率负载的效应的工程技术人员来说是没有什么用 处的，但它并不需要对每一负载都作深入的了解。