反激变换器设计

研究生专业课程考试答题册

学 号 2011261695 姓

名

李纪波

考试课程 高级电力电子线路设计 考试日期 2012-9-1

要求：

直流隔离电源变换器设计

一、目的

1．熟悉逆变电路和整流电路工作原理，探究PID闭环调压系统设计方法。

2．熟悉专用PWM控制芯片工作原理及探究由运放构成的PID闭环控制电路调节规律，并分析系统稳定性。

3．探究POWER MOSFET 驱动电路的特性并进行设计和优化。 4．探究隔离电源的特点，及隔离变压器的特性。 二、内容

设计基于脉冲变压器的DC-AC-DC变换器，指标参数如下： ⏹ 输入电压：24V~36V； ⏹ 输出电压：12V，纹波

⏹ 具有过流、短路保护和过压保护功能，并设计报警电路。 ⏹ 具有隔离功能。

⏹ 进行变换电路的设计、仿真（选择项）与电路调试。

第一章 绪论

隔离式变换器是由标准的DC-DC变化器拓扑衍生而来的。如广泛应用于小功率（典型值小于100W）场合的反激变换器拓扑。其实是用多 绕组电感代替才常用的单绕组电感的buck-boost电路。类似地，广泛用于中大功率场合的正激变换器，是buck的衍生拓扑，其中用变压器代替常用电感（扼流圈）。反激变换器电感其实既起电感也起变压器的作用，它不仅能像所有电感一样存储电磁能量，而且能像变压器一样提供电网隔离（安全需要）。而在正激变换器中，能量存储功能通过扼流圈来实现，变压器提供必要的电网隔离。

注意到在正激和反激变换器中，变压器除了提供必要的电网隔离外，还起到另外一个非常重要的作用，即由变压器“匝比”决定的恒比降压转换功能。匝比由输出（二次）绕组匝数除以输入（一次）绕组匝数得到。于是问题就产生了，理论上，开关变换器可以任意地进行升压或降压变换，为什么我们觉得有必要基于变压器匝比进行降压转换？只要进行简单的计算原因就显而易见——不需要任何辅助设施，只需一个极小的不现实的占空比值，变换器就可以变成一个从极高压输入到极低压输出的降压器。注意到世界上有些地方，最高的电流电网输入可以高达270V（最坏情况下），所以这样的电流电压用传统桥式整流电路整流时，

270=382V的直流电压加在其后的 开关变换器电路上，但是相应的输出电压可能却很低（5V、3.3V、1.8V等）。于是对于已给定最小导通时间的各种典型变换器，特别是当开关器件工作在高频时，所需的电流转换比很难达到要求。所以，在正激和反激变换器中，我们可以直观地认识变压器就是把输入定比近似地降为一个较小的合适值，而变换器则完成其余的工作（包括调节功能）。

第二章 电路拓扑及工作原理

2.1 主电路组成和控制方式

图2-1给出了反激（Flyback）PWMDC/DC转换器的主电路及其工作模式的电路。它是由开关管V、整流二极管D1、滤波电容Cf和隔离变压器构成。开关管V按照PWM方式工作。变压器有两个绕组，初级绕组W1和次级绕组W2，两个绕组是紧密耦合的。使用的是普通磁材料和带有气隙的铁心。以保证在最大负载电流时铁心不饱和。

（a） 主电路拓扑图

（b）V导通

（c）V关断

图2-1

2.2 电流连续时反激式变换器的工作原理和基本关系（如图（a））

图2-2反激变换器线圈电流

1.工作原理

1） 开关模式1（0-Ton）

在t=0瞬间，开关管V导通，电源电压Ui加在变压器初级绕组W1上，此时，在次级绕组W2中的感应电压为uw2=-

W2W1

Ui

，其极性“*”端为正，是二极

管D1截止，负载电流由滤波电容Cf提供。此时，变压器的次级绕组开路，只有初级绕组工作，相当于一个电感，其电感量为L1，因此初级电流ip从最小值

IPmin开始线性增加，其增加率为：

dipUi

=

dtL1

（2-1）

在t=Ton时，电流达到最大值IPmax。 IPmax=IP

Ui

+min

L1

s DuT

（2-2）

在此过程中，变压器的铁心被磁化，其磁通Φ也线性增加。磁通Φ的增加量为：

∆Φ(+)=

UiW1

DuTs

（2-3）

2）开关模式2（Ton-Ts）

在t=Ton时，开关管V关断，初级绕组开路，次级绕组的感应电动势反向，其极性“*”端为负，使二极管D1导通存储在变压器磁场中的能量通过二极管D2释放，一方面给电容Cf充电；另一方面也向负载供电。此时只有变压器的次级绕组工作，相当于一个电感，其电感量为L2.次级绕组上的电压为uw2=Uo，

次级电流is从最大值Ismax线性下降，其下降速度为：

disdt

=U0L2

（2-4） 在UD1=U0+

UiK12

时，电流达到最大值Ismax。

Uo

s +(1-Du)Tax

L2

Ismax=Is

m

（2-5）

在此过程中，变压器的铁心被磁化，其磁通Φ也线性增加。磁通Φ的增加量为：

∆Φ(-)=

UoW2

(1-Du)Ts

（2-6）

2.基本关系

在稳态工作时，开光导通铁心磁通的增加量∆Φ(+)必然等于开关管关断时的减少量∆Φ(-)，即∆Φ(+)=∆Φ(-)，则由式（2-3）和式（2-6）可得

UoUi

式中，K12=

W1W2

=

W2

W11-Du

.

Du

=

1

K121-Du

.

Du

（2-7）

是变压器初、次级绕组的匝数比。

开关管V关断时所承受的电压为Ui和初级绕组W1中感应电动势之和，

即

Uv=Ui+

W1W2

Uo=

Ui1-Du

（2-8）

在电源电压Ui一定时，开关管V的电压和占空比Du有关，故必须限制最大占空比Dumax的值。二极管D1承受的电压等于输出电压Uo与输入电压Ui折算到次级的电压之和，即

UD1=U0+

UiK12

（2-9） 负载电流Io就是流过二极管D1的电流平均值，即

Io=

12

(Ismin+Ismax).(1-Du)

（2-10） 根据变压器的工作原理，下面的两个表达式成立：

W1IpW1Ip

minm

=WIs2

=WIs2ax

mmax

（2-11）

由以上各式可得

Ipmax=Ismax=

W2

11-Du

1W11-Du

Io+

Io+W1

Ui2L1.fsUi

Du

Du

W22L1.fs

（2-11）

2.3 电流断续时反激式变换器的工作原理和基本关系（如图（b））

如果在临界电流连续时工作，则式（2-7）仍然成立。此时，初级绕组的电流最大值为Ipmax=

UiL1.fs

Du，则Ismax=

W1UiW2L1.fs

Du

12

，负载电流Io=

Ismax(1-Du)

，

故有临界连续负载电流：

IoG=Io=

Ui

W1

2L1.fsW2

Du(1-Du)

（2-12）

在Du=0.5时，IoG达到最大值

IoG=

Ui

W1

8L1.fsW2

（2-13） 于是式（2-12）可以写成

IoG=4IoGmaxDu(1-Du)

（2-14）

上式就是电感电流临界连续的边界。

在电感电流断续时，以求得

Uo=

Ui.Du

2

2

UoUi

不仅与占空比有关，而且还与负载电流Io有关。可

2L1.fs.Io

（2-15）

第三章 电路设计及参数计算

3.1 高频变压器设计

1确定VOR、VZ和匝比

最大输入电压时，加在变换器上的直流电压为36V，我们选用额定值为200V的mosfet，此时保留30V的裕量。此种情况下，漏极电压不能超过170V。由上分析知，漏极电压为Vin+VZ，于是有

Vin+VZ=36+VZ≤170VZ≤170-36=134V

（式3-1）

因为为保证最大占空比小于0.5，需选择标准24V稳压管。若以数画出上述钳位损耗曲线可发现，在所有情况下，明显下降点。因此选择此值作为最优比。则有

VOR=

VZ

=0.7⨯VZ=0.7⨯24=16.8V

VZ

OR

VZ

OR

为函

=1.4均为消耗曲线上的

（式3-2）

假设12V输出二极管正向压降为1V，则匝比为

n=

VORVo+VD

=16.812

=1.4

（式3-3）

2 一次电感设计

由负载功率和电压，可以得到

Io=

3012

≈2.5A

（式3-4） 一次输出电压为VOR，负载电流为IOR，其中

IOR=

Ion=2.51.4

=1.786A

（式3-5） 假定设计效率为80%，则可以得到输入功率

PIN=

Po80%

=300.8

=37.5W

（式3-6）

于是可以得到平均输入电流

IIN=

PINVIN

=37.518

=2.08A

（式3-7） 平均输入电流与实际占空比D直接相关。因且其值与ILR相等，于是有

IIND

=IOR1-D

IIND

为一次电流斜坡中心值，

（式3-8） 解得

D=

IINIIN+IOR

=

2.082.08+1.786

=0.446

（式3-9） 二次电流斜坡中心值为

IL=

Io1-D

=

4.171-0.446

=7.53A

（式3-10） 一次电流斜坡中心值为

ILR=

ILn=7.531.29

=5.84A

（式3-11） 根据以上ILR值，可得所选电流纹波率情况下的峰值电流

IPK=(1+

1r

)⨯ILR=1.25⨯7.53=9.41A

（式3-12） 伏秒数为

Et=Von⨯ton=24⨯0.446

20⨯10

3

=535Vus

（式3-13） 设计离线式变压器时，因需降低高频铜耗、减小变压器体积等各种因素，通常将r值设定为0.5左右。根据“L⨯I”规则一次电感为

Lp=

1ILR

⨯Etr=

5355.84⨯0.5

=183.2μH

（式3-14）

3 磁芯选择

设计磁性元件与特制或成品电感不同，须加气隙以提高磁芯的能量存储能力。若无气隙，磁芯一旦存储少许能量就容易达到饱和。

但对应所需r值，还应确保L值大小。若所加气隙太大，则必然导致匝数增多——这将增大绕组的铜耗。另外，增加匝数将使绕组占用更大的窗口面积。故此时必须进行折中选择，通常采用如下公式（一般应用于铁氧体磁芯，且适用于所有拓扑）

Ve=0.7⨯

(2+r)

r

2

⨯

PINf

cm

3

（式3-15） 其中f的单位为kHz。 则前例可得

Ve=0.7⨯

(2+0.5)0.5

2

⨯

62.520

=27.34cm

3

（式3-16） 于是开始选取这个体积（或接近）磁芯。在U67-27-14中可以找到，其等效长度和面积在他的规格中已给出

Ae=2.04cmle=18.54cm

2

则可得其体积为

Ve=Ae⨯le=2.04⨯18.54=37.82cm

3

=（式3-17） 基本满足要求。 下面设计匝数 电压相关方程

B=

LINA

T

（式3-18）

使B与L相关联。由于给定频率的r和L表达式等效，故结合这些公式，磁通密度变化取最大值（通过r），即可得到非常有用的关于r的电压相关方程式

N=(1+

2r)⨯

VON⨯D2⨯BPK⨯Ae⨯f

(适用于所有拓扑）

（式3-19）

所以若无材料的磁导率、磁 等信息，只要已知磁芯面积Ae与其磁通密度变换范围，仍能得到所求的匝数值。对于大多数的铁氧体磁芯，不管有无磁隙，磁通密度变化都不能超过0.3T。所以求解N为（一次绕组匝数）

np=（1+

20.5

)⨯

24⨯0.446

2⨯0.3⨯2.04⨯10

-4

⨯20⨯10

3

=21.86匝

（式3-20）

则12V输出的二次绕组匝数为

ns=

npn

=

21.861.29

=16.95匝

（式3-21）

分别取整数为22匝和17匝。

磁隙

最后，必须要考虑到材料的磁导率，L与磁导率相关的方程有

L=

1z⨯(

μμoAe

le

)⨯NH

2

（式3-22）

其中，z为气隙系数

z=

le+μlg

le

（式3-23）

求得

z=

1L⨯(

μμoAe

le

)⨯N

2

=

1182⨯10

-6

⨯(

2000⨯4π⨯10

-7

⨯2.04⨯10

-2

-4

18.54⨯10

)⨯22

2

（式3-24）

所以

z=3.6

（式3-25）

最后，求解气隙长度

z=3.6=

18.54+2000⨯lg

18.54

⇒lg=0.241mm

（式3-26）

导线选择

选择一导线，使其交流（AC）电阻和直流（DC）电阻之间的关系为1，即

RACRDC

=1

（式3-27）

趋肤深度，是

ε=

=

=0.0468(cm)

（式3-28）

则导线的直径为

Dl=2ε=2⨯0.0468=0.0936(cm)

（式3-29）

11

则裸线面积Aw为

Aw=

πD4

2

=

3.14⨯0.0936

4

2

=0.00688

（式3-30）

查导线规则表可得，用20#导线比较合适。

3.2 驱动电路设计

1 UC3845简介

UC3845为美国Unitrode公司生产的单端输出脉宽调制器。采用dip-8封装，

管脚排列如图3-1所示。

图3-1 UC3845管脚图

UC3845最大占空比为50%。采用固定工作频率脉宽调整方式，内部有5v精密基准电压。具有完善的欠电压、过电压及过流保护。图3-2所示为UC3845的内部电路框图和引脚图。UC3845的启动电压阀值为8.4v，关闭电压阀值为7.6v。

图3-2 UC3845内部电路框图

UC3845的振荡器工作频率由脚4外接电阻Rt及电容Cr决定，其频率为：

12

forc=

1.72RTCr

（式3-31） 2 驱动电路设计

驱动电路原理图如图3-3所示。电路的工作频率由4脚外接的电阻R8和电容C17决定。UC3845的电流采样回来串电阻R6把采样电压接至3脚。当3脚的采样电压小于1v时，脉宽调制器正常工作；当脚3的电压等于或大于1v时，电流采样比较器输出高电平使PWM锁存器置0而使输出封锁。若故障消失，下一个时钟脉冲到来时将使PWM锁存器自动复位。

图3-3 驱动电路原理图

本文设计的电路频率为20KHz，且占空比Dmxa=50%，则UC3845的振荡器工作频率为40KHZ。电阻R8一般取10k，则电容C17由式3-31计算可得为4.3nF。电容C18取为0.1uF。稳压管VZ2和电阻R3是为了防止脉冲信号电压过高而照成开关管的损坏，对电路进行稳压，考虑到开关所能承受的电压，选取15V的稳压管，电阻R3=20k。电阻R15和电容C13组成RC滤波器对6脚输出的脉冲电压进行滤波，所有R15=15欧姆，C13=4700pF。通过电容C414和电阻R6接至UC3845的3脚电流检测端构成前沿电路。此电路的主要作用是：在开关管导通和截止的瞬间，会在前端产生一个尖脉冲，此脉冲会产生大于1V的电压，而3脚电压大于1V时控制芯片UC3845无法正常工作，为了防止3脚检测到尖脉冲的波形，检测后端加了一耳光RC的延时电路。选C14=470pF，R5=1k。因此延时时间为t=47ns。

由式3-12知，峰值电流为9.41A，则

R6≤

VIp

=

19.41

=0.106Ω,其功耗为P=V Ip=1⨯9.41=9.41W

13

（式3-32） R6取0.1 /10W

3 反馈电路设计

反馈电路是通过输出电压引起光电耦合器PC817二极管-三极管上的电流变化取控制UC3845，调节占空比，达到稳定输出电压的目的。电路核心器件PC817和TL431.

输出经过TL431（可控分流基准）反馈并将误差放大，TL431的沉流端驱动一个光耦的发光部分，而处于电源高压主边的光耦感光部分得到反馈电压，用来调整一个电流模式的PMW控制器的开关时间，从而得到一个稳定的直流电压输出。

电流工作过程：当输出电压有变大趋势时，Vref随之增大导致流过TL431的电流增大，于是光耦发光加强，感光端得到的反馈电压也就越大。UC3845在接受这个变大反馈电压后，在其内部的基准电压进行比较，减小占空比，即减少MOSFET的开关时间，是输出电压随改变而回落。上面的过程在极短的时间内就会达到平衡，平衡时Vref=2.5V，又有WR1=R13，所以输出为稳定的12V。

图3-4 反馈电路原理图

4 电路仿真

结合上述内容可以利用saber仿真软件搭建基于UC3845反激变换器电路图如图3-5所示。

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图3-5 saber仿真电路图

仿真结果

当输入24V时

输出波形图如图3-6所示

图3-6

当输入36V时

输出波形图如图3-7所示

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图3-7

第四章 硬件电路实验

调试现场如图4-1所示

图4-1 调试现场

当输入为24v时输出波形图如图4-2所示

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图4-2 输入为24V时输出波形

当输入为31v时输出波形图如图4-3所示

图4-3 输入为31V时输出波形

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MOSFET输出方波信号如图4-4所示

图4-4 输入为31V时输出波形

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