ADC_变压器耦合前端设计

宽带A D C 变压器耦合前端设计

Rob Reeder（[email protected]） 引言

对于高中频采样，模数转换器（ADC ）的模拟输入和整个前端

电路的设计已经成为接收机设计至关重要的部分。许多应用都

正在向采用高奈奎斯特中频采样的方向发展，以减少系统设计 中的下变频的阶数。放大器在高频情况下出现了问题，因为放 大器在通常应用中所要求的高性能在奈奎斯特应用中很难达 到。此外，不论采用的输入频率如何，放大器固有的噪声会降低。变压器可为设计工程师提供一种相 ADC 的信噪比（SNR ）

当简单的解决噪声问题的解决方案，同时为高频输入提供一种

很好的耦合方法。 变压器 让我们看一下变压器的基本组成并且总结它为用户提供的功能。首先，变压器本身是交流（AC ）耦合，因为它是电流隔离

所以不通过直流（DC ）信号。它可为设计工程师提供基本上

无噪声增益，这取决于设计工程师所选择的匝数比。变压器还

可提供一种将单端输入转换为差分输出快速简单的方法。最

后，中心抽头变压器允许自由设置任意共模电压幅度。这些优

点的结合减少了前端设计中元件的数量，这对最大程度降低复 杂性至关重要。

然而，当使用中心抽头变压器时应谨慎。如果ADC 电路在差分

模拟输入之间存在很大的不平衡性，则会有大量电流流过变压

器的中心抽头，这样可能会导致铁芯饱和。例如，如果使用VREF

驱动变压器的中心抽头时就会导致不稳定性，并且使用满量程 模拟信号过度驱动ADC 的输入，从而会开启保护二极管。

虽然变压器表面看起来简单，但其不容低估。关于变压器有许

多知识需要掌握和了解。现在介绍一种简单的变压器模型和其

“内部结构”。我们先介绍两个表示理想变压器两端电流和电压

的简单公式，如图1所示。当用变压器升压时，其阻抗负载会 反馈回输入端。匝数比a = N1/N2定义了主级电压与次级电压 之比；对应的电流应是次级电流与主级电流之比（a = I2/I1）， 从次级返回到主级看到的阻抗之比为匝数比的平方（Z1/Z2 = ）a2。变压器的信号增益可简单地表示为20log (V2/V1) = 20 log √(Z2/Z1)，因此3dB 电压增益变压器的阻抗比是1:2。这会使设计的第一步简单易行。

图1a. 变压器的输入和输出参数

图1b. 典型的变压器模型

图1b 示出了实际使用的变压器偏离理想变压器的一些固有参数和寄生参数。其中每一种参数都会对确定变压器的频率相响应起作用。它们可能有助于提高性能，也可能会降低性能，主要取决于前端电路的设计。图1b 提供了一种对变压器建模的好方法，以获得一级近似。有些制造商通过他们的网站或技术支持团队提供一些模型信息。任何打算使用硬件进行模型分析的工程师都需要网络分析仪和几个样片以适当地完成各种参数测量。

实际的变压器有损耗并且带宽受限制。由于存在寄生效应，因此您可以将变压器看作宽带带通滤波器，其带宽根据-3dB 带宽定义。大多数制造商用1dB 、2dB 和3dB 带宽规定变压器的频率响应。幅频特性与相频特性相伴。通常一款好的变压器在其全部频率带宽内的相位不平衡为1％～2％。

我们现在考虑一些设计样例，例如用于ADC 的变压器耦合前端设计。由于变压器主要用于隔离和中心抽头，因此我们使用1:1匝数比以便简化对这些样例的讨论。

设计样例

在第一个样例（见图2）中，使用AD66451 14bit 、80 MSPS ADC ，其差分输入阻抗为1k Ω。其中33Ω的串联电阻器用来隔离ADC 输入电路中的瞬态电流。选用501Ω的终端电阻器以使50Ω主级等效输入阻抗与50Ω模拟输入阻抗相匹配。因此

变压器次级的复合阻抗与并联的58Ω电阻器等效。终端电阻器的选择取决于所期望的输入阻抗。为简单起见，假设这部分的所有样例都需要与50Ω输入阻抗相匹配。

图2. 50Ω输入阻抗与已知输入阻抗ADC

耦合的1:1变压器

Analog Dialogue 39-40,April (2005) http://www.analog.com/analogdialogue 1

这个样例很简单，因为我们假设输入频率在基带或者第一奈奎

斯特区。然而，如果要求前端设计处理

100 MHz的模拟输入，情况会完全不同。

变压器会发生什么变化？当施加这样的高IF 频率模拟输入时，寄生电容耦合（图

1b 中C2～C5）的任何偏差都会使变压器的次级输出失去平衡。所产生的不对称性会

增加 ADC 模拟输入的偶次谐波失真，从而在数字信号中产生二阶谐波失真。 为了说明这一点，图3示出当2 V峰峰值（p-p ）正弦输入（图3a 中为100MHz ，图3b 中为200MHz ）施加到变压器主级时在次级观察到的电压波形。每幅图中的次级输出预期产生 1 V p-p 的正弦波。但在100MHz 时，产生10.5 mV p-p幅度偏差和

0.5o 的相位失衡；在200 MHz时，产生38 mV p-p幅度偏差，是 2V p-p的1.9％。

图3a. 100 MHz输入。变压器次级输出仿真：AIN+ (绿色) = 1.364 V p-p，AIN – (红色) =1.354 V p-p，偏差

= 10.45 mV p-p

3b. 200 MHz输入。变压器次级输出仿真：AIN+ (绿色) = ，AIN – (红色) = 1.347 V p-p，偏差=37.72 mV p-p

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改进这种状况的一种方法是在第一级变压器前面级联第二级变压器，以增加隔离度并且减小电容馈通引起的偏差（见图4）

。

图4. 级联变压器

采用这种方案，由于对ADC 施加差分电压可能减小两端之间的偏差，特别是在高频输入尤为重要。图5说明了这点：减小了第一级变压器次级的寄生耦合电容C1和C2引起的偏差。级联的第二级变压器重新分布铁芯电流损耗并且为第二级变压器的主级提供更均衡的信号。按照这种配置级联的两级变压器可为高频应用提供更均衡的解决方案。

图5. 级联的两级变压器可提高信号均衡性

从图6的仿真中可以看到这种性能改进。在图6a 中，模拟输入为100 MHz，偏差下降到0.25 mV p-p，或0.013％。模拟输入为200 MHz（见图6b ）时，变压器的次级输出仅有0.88 mV p-p 的偏差，或0.044％。这是由于增加一级变压器带来的显著性能改进。

6a . 100 MHz输入。变压器次级输出仿真：AIN+ (绿色) = ，AIN – (红色) = 1.25 V p-p，偏差 = 0.25 mV p-p

图1.385 V p-p图1.25 V p-p

图8a. 典型变压器的频率响应

图6b. 200 MHz输入。变压器次级输出仿真：AIN+ (绿色) =

1.298 V p-p，AIN – (红色) = 1.298 V p-p，偏差 = 0.88 mV p-p

解决这个问题的另外一种方法是使用双平衡-不平衡型变压器 （ balun ）配置。Balun 的作用类似一根传输线，而且其带宽通常比前面讨论的标准磁通量型变压器宽。它们可为主级和次级

之间很好的隔离提供相当低的损耗。但是它们需要提高驱动功

率，因为从主级到次级的输入阻抗减半。图7a 示出一种为达

到宽通带所采用的常见设计。图7b 示出对不平衡进行预补偿 balun 型变压器。

频率响应峰化

图8a 示出一种典型变压器的频率响应，实质上是带宽超过100

MHz 的宽带滤波器。可使用一个与变压器主级串联的电感器改

变变压器的带宽响应，它使通带内的增益增达到最大同时使通 带外的增益急剧下降见图8b ）。该电感具有增加传递函数中的 零和极点的作用。

图8b. 串联电感器的典型变压器的频率响应

图7a. 采用双不平衡类型变压器构成的变压器耦合输入

图7b. 采用带补偿的不平衡类型变压器构成的变压器耦合输入

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图

9示出图2电路加入串联电感。电感值取决于要求的峰化程度和带宽。然而，设计工程师应该注意到幅频响应平坦和相频

响应性能良好的重要原则在这里对频率响应峰化是不适合的。

图9. 增加的电感器补偿1:1变压器50 Ω输入阻抗和已知ADC 输入阻抗

开关电容输入ADC

这里我们仅讨论与已知输入阻抗ADC 的连接，以AD6645-80为例。那么什么是具有开关电容器接口的ADC ？开关电容输入ADC 没有内部缓存器，因此用户可以直接与其内部采样电路连接 - 内部采样电路有一个随施加的输入频率变化范围很宽的输入阻抗。在图10中，表示出了AD9236-802在10MHz 模拟信号输入下的阻抗特性。在跟踪（采样）模式下，其输入阻抗相当于一个4,135 Ω差分阻抗与1.9 pF电容器在并联。但在保持模式下情况则不同。应用笔记（Application Notes）AN-7423可提供有关这些模拟输入阻抗值的详细信息。ADI 公司许多开关电容输入ADC 的数据可从ADI 公司网站ADC 产品页以电子表格形式下载，可给出0.3 MHz～1 GHz频率范围的跟踪保持值。

图10. 开关电容器前端设计

200 nH的串联电感用来抵消从ADC 输入端返回输入电容器的输出电抗，从而使输入尽可能呈现阻性以便在有用频段内提供优良的50 Ω终端。请注意可以使用其它电感值设置要求的带宽和增益均匀性，见图8b 。

这里讨论的所有样例都使用1:1的匝数比（阻抗比）。因此变压器可提供微乎其微标称0 dB电压增益。这是最容易配置的变压器类型，因为其寄生效应很容易了解和对其补偿，。然而，有些输入信号幅度很低应用可能需要内部电压增益。如果采用1:2或1:4匝数比（4或16阻抗比），则变压器可分别提供6 dB或12 dB的电压增益。

不像放大器，前端设计中使用变压器的优势是变压器基本上不产生噪声。然而，1:2或1:4变压器对其寄生效应进行补偿要比放大器困难得多，特别是在宽频率范围内。例如一个1:2匝数比的变压器，电容增长到四倍而电感和电阻下降为原来的四分之一。对于一个1:4匝数比的变压器，对应指标上升或下降因子为16。当这两种变压器与开关电容器输入ADC 连接时难

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度更大，因为这两种变压器的电容都很大并且随频率变化。考虑到这些困难，保证这种设计的最佳方法是优化给定带宽内有用中心频率的指标。

结论

一位有经验的设计工程师应该注意到我们的讨论主要集中在理想电路的关系，同时暗示了匝数比和寄生效应问题 - 以及一些处理这两个问题的体系结构方法 - 我们仅仅是略过表面现象。因此当实现新设计时需要做什么？设计工程师需要尽可能多了解为设计选用的变压器与ADC 之间的关系。任何前端电路设计中完成这项任务的最佳方法是研究寄生效应在有用频率范围内产生的影响。合理的设计和分析包括使用网络分析仪。它可给出前端设计在与阻抗、电压驻波比（VSWR ）、插入损耗和微分相位误差有关的给定频率范围内的工作情况 - 从而可提供许多有关变压器耦合应用中ADC 如何工作的重要信息。

深入阅读文献

Atmel Corporation, Application Note, “Single-to-Differential Conversion in High-Frequency Applications.”

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Reeder, Rob, A Front End for Wideband A/D Converters, EE Times , 3/28/2005.

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Sevick, Jerry, “Design of Broadband Ununs [baluns] with Impedance Ratios Less Than 1:4,” High-Frequency Electronics , pp. 44-51.

致谢

非常感谢Itisha Tyagi和Ramya Ramachandran帮助收集实验室的数据，也非常感谢Jim Hand和Brad Brannon为写作这篇文章提供的技术经验和指导。

在线参考文献 - 从2005年4月开始有效

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http://www.analog.com/en/prod/0,2877,AD6645,00.html 2

http://www.analog.com/en/prod/0,2877,AD9236,00.html 3

http://www.analog.com/UploadedFiles/Application_Notes/959283464AN742.pdf