心电图仪设计报告

课程设计报告

小组成员 于立秋 于惠 吕苗洁 方瑶 班 级 研 1404 题 目 胎儿心电图仪的设计 指导老师 刘国忠

目录

1设计背景与目的 . ................................................. 3

2心电基础理论 . ................................................... 3

2.1引言 ...................................................... 3

2.2 胎儿心电信号相关知识 . ..................................... 4

2.2.1 胎儿心电信号的产生机理及特征 ........................ 4

2.2.2 胎儿心电导联配置 .................................... 5

2.3系统干扰噪声 .............................................. 6

3系统方案设计 . ................................................... 7

3.1总体概述 .................................................. 7

3.2系统整体框图 .............................................. 7

4硬件系统设计 . ................................................... 8

4.1模拟电路模块设计 .......................................... 8

4.1.1设计要求 . ............................................ 9

4.1.2高频滤波电路 . ....................................... 10

4.1.3前置放大和右腿驱动电路 . ............................. 11

4.1.4隔离电路 . ........................................... 13

4.1.5高通滤波电路 . ....................................... 14

4.1.6主放大电路 . ......................................... 14

4.1.7低通滤波电路 . ....................................... 16

4.1.8陷波滤波电路 . ....................................... 16

4.2数字控制模块设计 ......................................... 18

4.2.1模数转换电路 . ....................................... 18

4.2.2数据存储电路 . ....................................... 19

4.2.3 DSP芯片选型及分析 . ................................. 19

5系统软件设计 . .................................................. 19

5.1软件设计流程图 ........................................... 19

5.2 DSP程序设计 ............................................. 21

5.2.1 TMS320VC5509A的编程资源 . ........................... 21

5.2.2模数转换的控制与实现 . ............................... 21

5.2.3数字陷波器设计 . ..................................... 22

5.3胎儿心电信号分离算法 ..................................... 22

5.3.1自适应滤波算法原理 . ................................. 22

5.3.2小波分析原理 . ....................................... 23

胎儿心电图仪设计报告

1设计背景与目的

为了消除母体心电活动和其他噪声的干扰，获得较为理想的FECG ，处理孕妇腹部信号的主要困难在于以下几个方面：

（1）心电信号本身就是一种低频、微弱的复杂生理信号。ECG 信号频谱为0.05—1OOHz ，幅值一般只有0.01—5mV 。

（2）测得的ECG 中包含母体心电图MECG 信号通常是FECG 信号的几倍到几十倍，FECG 信号经常被MEC 信号和噪声所淹没。在时域中，FECG 信号约有10%—30%与MECG 信号重合；在频域中，FECG 信号频谱与MECG 信号频谱大部分重叠。

（3）母亲的呼吸噪声、肌电噪声、工频干扰和各种电子噪声等干扰的影响。

（4）ECG 信号是非平稳的随机信号，这些因素都严重影响着对孕妇腹部ECG 信号的检测和FECG 信号的提取。

本课题研究的主要内容是设计一个实用的胎儿心电分离系统，能够实时采集记录孕妇腹部ECG 信号，并能够在PC 机上利用非线性PCA 算法实现FECG 信号与MECG 信号的分离。

2心电基础理论

2.1引言

基于DSP 的胎儿心电图仪系统所要完成的工作是胎儿心电信号的采集和存储，为此必须对胎儿心电信号有一个完整的认识，主要包括胎儿心电信号及其主要干扰的特点，这样才能有针对性的设计合理的采集方案，既能够实现胎儿心电信号的完整准确清晰采集。通过在孕妇体表放置若干电极测得ECG 数据，然后对这些数据进行处理，从而实现对FECG 和MECG 的分离。

2.2 胎儿心电信号相关知识

胎儿心电信号是孕妇子宫内胎儿心脏活动产生的电生理现象，了解其产生的机理，能够全面的分析得到胎儿心电信号的特点，也能得到在胎儿心电信号传导的过程中掺杂进来的干扰信号，这对于如何设计系统方案具有重要作用。

2.2.1 胎儿心电信号的产生机理及特征

胎儿心脏在机械功能上与成人心脏有区别，但是它们的心脏电活动却是极其相似的。心脏不断地进行着有节奏的收缩和舒张活动，心脏在机械性的收缩之前，首先产生电激动，产生生物电流，并经各种肌层组织传导至体表，在体表不同部位产生不同的电位变化，从而形成体表电位差，即动态的心电信号。每一次心搏都历经一次完整的心房去极化/复极化和心室去极化/复极化过程，这也代表了正常 ECG 的一个周期。图 2.1 所示是典型的 ECG 波形图，由 P 波、P-R 间期、QRS 综合波群、ST 段和 T 波组成，这种字母表示法是由 Einthoven 在 1895 年创造的。

图2.1典型心电图

P 波：P 波是左右心房除极过程产生的波形，前半部分波形由右心房除极产生，后半部分波形则由左心房除极产生。胎龄达到 17 周后心房开始发育，P 波出现，随后逐渐增宽。临床后 P 波振幅减小，时限也稍有缩短。

P-R 间期：P-R 间期是指自心房除极开始至心室除极开始的时间。随着胎龄的增长，P-R 间期将延长。但在第二产程中，P-R 间期会逐渐缩短，可能是因为胎儿处于应急状态导致的。

QRS 综合波群：QRS 综合波群代表心室肌除极过程中的综合电位变化，随着胎龄的增长，QRS 波群将展宽，并且与胎儿心脏的重量是相平行的。正常胎儿心电图的 QRS 波群时限为 0.02~0.05s，若超过 0.06s 则视为异常。

ST 段：ST 段是 QRS 综合波群终点到 T 波起点间的电位线，代表心室除极结束到复极开始的电位变化，正常 ST 段的电位线是等电位的。若 ST 段抬高或降低5uV 则视为异常。

T 波：T 波是心室的复极波形。具有振幅低而时限长的特点，有时会缺失。其方向通常与 QRS 综合波群的主波方向相同，极少见到方向相反的现象。若严重缺氧时，则可能导致 T 波倒置，T 波高尖或双向波等现象。

2.2.2 胎儿心电导联配置

医学上是根据孕妇和胎儿的心电场向量位置来决定测量电极的安放位置的，同时考虑到胎儿心电分离算法的研究，需要采集八路孕妇体表ECG 信号。如图2.2所示，显示了孕妇的心电场向量及八路导联的位置。八路测量电极中的三路放置在孕妇的胸部，由于胎儿本身心电信号很微弱，而且电极位置远离胎儿心脏，所以在孕妇的胸部测量的心电信号几乎不含MECG 。其它五路电极放置在孕妇的腹部，测得混合的ECG ，它是母体心电号、胎儿心电信号及各种干扰的混合信号。

图2.2心电场向量及八导联位置图

2.3系统干扰噪声

从孕妇体表测得的ECG 信号中所包含的FECG 信号非常微弱，受到肌电噪声、MECG 、工频干扰和电子设各噪声等干扰十分严重，因此要想获得清晰且不失真的FECG 并不容易。这些干扰因素归纳起来主要有以下几种：

（1）基线漂移：由孕妇呼吸引起的腹部起伏以及电极与孕妇腹壁接触的变化会引起心电信号基线的漂移；

（2）电极极化噪声：孕妇腹壁皮肤与电极接触会产生半电池效应而产生极化电压，极化噪声是可以达到±300mV 的直流电压；

（3）工频干扰：由市电产生的50Hz 及其谐波的工频干扰对胎儿心电信号的干扰非常严重，严重影响胎儿心电信号采集的质量；

（4）电磁噪声：来自于其它电子通信设备的电磁干扰经长导联线（可以认为是天线）耦合进入采集电路；

（5）电子元件噪声：电子元件的热噪声也会对胎儿心电信号的采集产生影响，这就要求在选取电子元件时要尽量选择低噪声的元件。

3系统方案设计

3.1总体概述

本课题设计开发以TMS320VC5509A 低功耗DSP 芯片为系统核心芯片, 实现了对胎儿心电分离系统的软硬件设计。通过前面的分析我们可以得出FECG 信号具有生物电信号的普遍特性，是一种典型的人体生理信号，比如这类信号具有频率低、幅值小、易受外界干扰等特点，给信号采集工作带来了不少难度。综合分析各方面因素，系统方案设计需要满足以下几个方面的要求：

(l)设计合理的放大和滤波等必要的信号调理电路。包括设计合理实用的有源滤波器，用来实现对通过体表电极采集到的ECG 信号的0.05—100Hz 的带通滤波和50Hz 陷波处理，实现1000倍的信号放大，以及右腿驱动设计。

(2)符合需要的模数转换。目前国际上的心电数据库一般为10位以上，采样频率至少要达到200Hz 以上。

(3)选用合理的系统核心芯片。

(4)设计良好的上位机处理系统。实现对ECG 信号的实时传输、显示、分离、存储等。

综上所述，整个电路系统需要考虑和解决的问题主要包括：采集和放大微弱的胎儿和母体混合信号、滤除噪声干扰、存储数据、与上位机通讯和实现胎儿和母体心电信一号的分离等儿个方而内容。因此，整个电路设计由高频电磁滤波器、输入缓冲电路、前置放大电路、高通滤波器、主放大电路、低通滤波器、陷波滤波器、AD 转换电路、多媒体卡控制电路、通讯接口电路、上位机处理等部分组成。

3.2系统整体框图

系统处理的基本流程为：首先通过八路导联在孕妇体表采集到混合的ECG 信号, 然后进行模拟放大和滤波处理, 将模拟数据送入模数转换器转换为数字

信号，通过DSP 将数据进行实时存储，并将数据传送给上位机，在上位机上实现FECG 信号与MECG 信号的分离和显示。整体框图如下图所示：

图3.2系统整体框图

4硬件系统设计

4.1模拟电路模块设计

由于系统的设计使用对象为孕妇，因此这种用于生物医学检测的生物电放大电路，必须在前置级设计相应保护电路，这包括保护人体安全的电路和对放

大电路进行一定输入保护的电路。同时，在设计中还应该考虑到作用于人体的其它医学检测设备和其它可能存在的某些干扰都有可能会对放大电路产生破坏，并且考虑到人体生理信号的特点，本系统设计采用比较典型的生理信号调理电路。

图4.1系统模拟电路框图

如图4.1所示为系统模拟电路框图。八路目标信号从输入电极输入，然后经过高通滤波器，滤除高频电磁干扰后再将信号送入前置放大电路进行放大。经过前置放大后的ECG 信号具有低频率、低噪声、低漂移、低共模等特性。然后将经前置放大后的ECG 信号送到高通滤波器，得到0.05—100Hz 的有用信号，送入主放大电路中进行二次放大，最后再送到50Hz 陷波器，以消除50Hz 工频干扰的影响。将得到的信号送至模数转换器的输入端将其转换为数字ECG 信号。

4.1.1设计要求

由于孕妇ECG 信号具有微弱、低频、不稳定、随机等特性，且易受外界环境干扰，因此对系统模拟电路部分的设计就有着非常苛刻的要求。

(1)增益。孕妇ECG 信号一般只有0.01—5mV ，典型值为1mV ，也就是说孕妇ECG 信号具有微弱性。为了满足系统模数转换器的输入要求，所以要求放大倍数很高。但是为了进一步提高共模抑制比、抑制零点漂移、这就要求放大电路的设计必须分两级实现，并且前置放大器的增益不能设计的太高。本系统中，设计前置放大器增益为10，二级放大器增益为100。

(2)频率响应。由于孕妇ECG 信号的频谱范围为0.05一100Hz ，所以要求心电放大器必须能够在0.05一100Hz 频谱范围内不失真地放大所检测到的ECG 信号。同时，为了尽可能地减少工频干扰和其他不必要的噪声干扰影响，需要设计低通、高通滤波器和50Hz 陷波器电路，这样得到的ECG 信号才具有价值。

(3)高共模抑制比。在本系统设计中，测量电极与孕妇皮肤接触会引起极化电压，这种极化电压可能会作为直流共模干扰输入到心电放大器中，其幅值可能会达到数百毫伏大小，为了防止ECG 信号被淹没在极化电压、工频干扰或其它共模干扰之中，一般情况下要求系统设计的CMMR 应达到80dB 以上。

(4)高输入阻抗。人体的阻抗特性、所使用的测量电极类型以及测量电极和人体的接触面决定了ECG 放大器的输入阻抗设计。本系统中采用表面镀有Ag 一

AgCI 的可拆卸软电极，ECG 放大器只有设计较高的输入阻抗，才能确保增益的稳定性，同时降低差模信号的影响，有效抑制工频、射频等干扰。

(5)低噪声、低漂移。由于ECG 放大器的设计增益较高，噪声和漂移是设计中两个比较重要的参数。在设计ECG 放大器时应该尽量选用低噪声元件，这就对放大器器件的低噪声性能提出了严格的要求。此外，温度的变化还会引起零点漂移现象，放大器输入端引入直流电压。

根据以上分析, 设计中对ECG 放大器提出了以下要求：

增益为800一1000；

频率响应为0.05一1OOHz ；

共模抑制比不小于80dB ；

输入阻抗为5.1一10M Ω

低噪声、低漂移。

4.1.2高频滤波电路

目前电子通信产品数量众多，大量的电子通信设备会对信号调理电路产生非常严重的高频电磁干扰，降低了系统的电磁兼容性，同时严重影响整个系统的正常工作。为了能够滤除这些高频电磁干扰，设计了截止频率约为 2KHz 的 2 阶 RC低通滤波器，其电路原理图如图所示。

图4.2高频滤波器原理图

高频滤波器的-3dB 上限截止频率可计算得到:

1⎧U 0=⎪U (1-R 1R 2C 1C 2w 2) +jw(R1C 1+R 2C 2+R 1C 2) i ⎪⎪U 020log =-3dB ⎨U i ⎪⎪w =2πf H ⎪⎩

高频滤波电路同时也为来自孕妇腹壁的胎儿心电信号提供了直流通路，为保证母婴的安全，最大漏电流不能高于 10uA，本系统采用 3.3V 的电源电压，故电阻 R1 和 R2 之和必须大于等于

330K

4.1.3前置放大和右腿驱动电路

本设计中采用两级放大电路的方法，第一级的前置放大电路获得足够高的共模抑制比，其放大倍数一般在10倍左右，这里选择放大倍数为11；第二级由主放大电路、低通滤波器和 50Hz 陷波器组成，使总放大倍数满足系统设计要求。 导联配置中要求采集的信号是孕妇腹壁两个电极间的电位差，故需要对两个电极测得的信号进行差分运算，结合前置放大电路要提供高共模抑制比，故选择差分放大电路结构来构建前置放大电路。 由于采集到的心电信号十分微弱，极易受到干扰，这就要求前置放大器必须具有输入阻抗高、失调温漂小、共模抑制比高、输入噪声小的特点。结合以上分析，本系统采用低成本、高精度的仪表放大器 AD620设计前置放大电路，AD620由传统的三运算放大器发展而成，但主要性能却优于三运放构成的仪表放大器的设计，其主要性能指标如下所示：

①输入失调电压：50uV （最大值）

②输入温度漂移：0.6uV/℃（最大值）

③工作电流：1.3mA （最大值）

④输入偏置电流：1.0nA （最大值）

⑤共模抑制比：100dB （增益 G=10 时的最小值）

⑥输入电压噪声：9 nV /Hz（1KHz ）

此外，AD620 采用 8 脚 SOIC 封装，尺寸小于传统三运算放大器的分立电路设计，并且功耗极低，非常适合电池供电的便携式应用。 AD620 电路的增益由引脚 1 和引脚 8 之间的等效电阻 RG决定，增益计算公式如下：

G =49. 4k Ω+1 R G

前置放大电路还要实现共模干扰提取的功能，共模干扰的提取点位于 AD620的引脚 1 和 8 之间，从两个串联等值电阻的中间点提取共模干扰。

同时，为了减少共模电压的干扰，有效提高电路的抗工频干扰能力，系统设计了右腿驱动电路。实际上可以将右腿驱动电路看作等同于以人体为相加点的共模电压并联负反馈电路，这样来看的话任何流入人体的位移电流基本与反馈电阻上的驱动电流相等。采用右腿驱动电路，可以将50Hz 的工频干扰电压降低到1％以下，提高CMRR ，并且并不会以损失ECG 信号的频率成分为代价。如图4.3所示，为前置放大和右腿驱动电路。

图4.3前置放大电路原理图

4.1.4隔离电路

为了确保孕妇及胎儿的安全, 必须设计隔离电路，使从孕妇体表测得ECG 信号的输入部分和前置放大部分的地线同整机的地线相隔离，这种隔离称为“浮地”，被隔离的电路部分称为“浮地部分”。“浮地部分”和接地部分在电路上没有直接联系，通过地线构成的漏电流就可以完全被抑制。因此，这样不但保障了孕妇和胎儿的安全，而且实现了隔离, 一定程度上减少了干扰。该电路采用了由运放组成的 OP2177。

本系统设计的屏蔽驱动电路将从前置放大电路中提取的共模干扰经电压跟随器输出后与导联线的屏蔽层相连，使屏蔽层的电压与共模干扰相等，从而使得导联线与屏蔽层之间的电压差为零，消除分布电容的影响，提高输入阻抗，降低人与地之间的漏电流，保障了人体的安全。隔离电路原理图如图4.4所示：

图4.4隔离电路原理图

4.1.5高通滤波电路

根据美国心脏协会（AHA ）相关标准对心电设备滤波性能的要求，设计了截止频率为0.05HZ 的 1 阶 RC 高通滤波器。

图4.5高通滤波器电路原理图

该滤波器同时也滤除了低频的基线漂移。高通滤波器的-3dB 下限截止频率f L 可以通过公式计算得到

f L =1C =4.7uF , R =680K 2πRC ，

需要说明的是，该滤波器必须位于前置放大电路之后，若放在前置放大电路之前，则会产生阻容不匹配问题，导致部分共模信号转换为差模信号，从而无法获得准确的胎儿心电信号。

4.1.6主放大电路

滤除极化电压后，心电信号的放大倍数不再受到限制，为了更好地记录心电信号，需对心电信号进行更大倍数的放大，而主放大电路贡献了主要的信号增益。同时考虑到不同个体的心电信号幅度可能相差很大，主放大电路设计为可自动调节。单片机根据采集信号的大小，调整可调增益放大电路的放大倍数，并记录放大倍数以供还原，实现胎儿心电信号的动态放大。主放大电路采用了

轨到轨运放 TLC2274，TLC2274 包含 4 个相同的运放，其主要性能指标如下： ①输入失调电压：950uV （最大值）

②输入偏置电流：1pA （典型值）

③电压转换速率：3.6V/us（典型值）

④输入电压噪声：9 nV /Hz（1KHz ）

本系统利用 TLC2274 和模拟复用开关 ADG804设计了具有动态放大功能的主放大电路，采用了正相放大的电路结构，其电路原理图如下图所示。通过单片机来选择 4 个电阻 R1—R4 中的一个接入放大电路，实现动态放大功能，其增益分别为：40.2、64.7、84.6 和 110。

图4.6主放大电路原理图

主放大电路中的输入为高通滤波器的输出，主放大电路放大的是交流信号，其放大倍数可通过下式计算得到：

A =V O R =1+7 V i R x

其中Rx 为R1-R4中的一个。

4.1.7低通滤波电路

胎儿心电信号的频率范围是0.05Hz —200Hz ，已经设计了截止频率为0.05Hz 的高通滤波器，为了能够尽量滤除胎儿心电信号频带范围外的干扰，还必须设计一个截止频率约为 200Hz 的低通滤波器。

图4.7低通滤波器电路原理图

低通滤波器的-3dB 上限截止频率 f H 可以通过公式计算得到

1⎧U 0=⎪U RR R C C 221220121jw +⎪i -1212w +R +R 0R +R 0R +R 0⎪⎪U 0⎪ 20log =-3dB ⎨U i ⎪⎪w =2πf H ⎪⎪⎪⎩

4.1.8陷波滤波电路

胎儿心电信号中伴随有严重的工频干扰，即使采用了差动放大技术和右腿

驱动电路来减小共模干扰，50Hz 的工频干扰及其谐波干扰仍然会钻进微弱的心电信号中去。而且，50Hz 刚好属于胎儿心电信号能量较大的频带，为了能够去除通频带内这些不想要的频率分量，最常用的方法就是使用陷波滤波器。 本系统设计采用双T 型有源巴特沃斯滤波器来实现陷波器的设计，如图4.7所示为50Hz 陷波电路。

图4.7 陷波滤波电路原理图

各元件参数应满足一下条件

R 1=R 3=2R 2=66.5K

1C 1=C 3=C 2=0.047uF 2

由此可得此陷波器中心频率为:

f 0=1=50.04HZ 2πR 1C 1

通过设置R 4和R 5的值, 可以改变Q 值的大小。Q 值的计算公式为

Q =

4(1-15) R 4+R 5

电路设计中选取R 4=5.1k Ω，R 5=56k Ω。根据Q 值计算公式，可得Q ≈3，可以有效滤除工频干扰, 满足设计要求。

4.2数字控制模块设计

数字控制模块主要包括：模数转换电路、数据存储电路、通讯接口电路和DSP 核心电路。数字控制模块是整个系统的中枢，主要负责系统各部分功能的实现和资源的分配。

4.2.1模数转换电路

本课题要求对八路信号进行模数转换，且要求转换位数为10位以上，设计采用AD 公司的AD7327作为模数转换芯片，如图所示。

图AD7327芯片

AD7327是一款500kSPS 、8通道、软件可调、双极性、有符号12位ADC 。AD7327支持双极性信号输入，每个模拟输入通道电压输入范围都可以独立编程为任意的四个输入范围。AD7327的模拟输入通道可以编程以支持单端、真差分或伪差分输入。这款ADC 具有高速串行接口，可支持最大5OOkSPS 的数据传输。

4.2.2数据存储电路

TMS320VC55O9A DSP 内部外设中的多媒体片(MMC)控制器能够读/写多媒体卡或数字安全存储卡(sDCard)上的数据，系统将处理过的胎儿和母体心电混合信号，通过MMC 控制器直接存储在sD 卡上，以便以后进行调用、诊断。本设计使用Kingston 的4GB 容量SD 卡。

4.2.3 DSP芯片选型及分析

整个系统的核心芯片的选择非常重要。芯片的选择既要兼顾系统性能和功 能的需要，又要考虑系统集成度，而且还要求低功耗，还需要为以后系统的功 能扩展和升级做准备，这就需要一个处理功能相当强的DSP 芯片进行系统控制和数据处理。为了满足以上要求，我们选择采用Tl 公司16位低功耗DSP 芯片 TMS320VC5509A 作为整个系统的主控制芯片, 实现整个系统的设计。

该芯片主频最高可达200MHz ，内部有双乘法器，内部存储器采用统一编址，带有256KB 的片内RAM ，64KB 的片内ROM ，并且它自带MMC 控制器，可以扩展SD 卡或MMC 卡作为存储设备。TMS32OVC5509A 芯片是一款低功耗、低成本、高性能的产品，目前已广泛应用于个人通信系统、便携式设备、个人医疗设备、高功效的多路电话系统等领域。

5系统软件设计

本系统的软件部分主要分为两部分。一部分是DSP 程序设计，主要利用DSP 实现对孕妇ECG 信号的采集存储、模数转换、数字和与上位机通讯的控制与处理。另一部分是上位机软件程序，利用非线性PCA 算法和VB 编程实现对接收到的ECG 信号的分离、显示和存储。

5.1软件设计流程图

图5.1软件流程图

5.2 DSP程序设计

5.2.1 TMS320VC5509A的编程资源

系统的核心芯片TMS32OVC55O9A 具备比较丰富的编程资源, 它包括了统一 的I/O空间和存储空间。TMS320VC55O9A 具有320KB 的片内存储空间，包括了 64KB 的片内ROM 和256KB 的片内RAM ，片内存储空间完全可以满足本系统设计 中DSP 算法和控制程序对内存的需要。外部存储空间共有8Mx(l6位) 最大寻址空间, 由片选信号CE[0:3]来进行选择。本系统设计通过CE 扩展了一块AT25256, 它是一块256KB 的FLASH ，用来对应用程序进行固化。

本系统的DSP 程序设计的主要功能包括：控制AD7327进行数据采集、数字滤波、存取SD 卡数据、与上位机通讯、软件编写采用模块化设计，易于进行编写与工程管理，也便于进行子模块的功能调试和仿真。本系统设计的软件编写遵循以下步骤：首先，对TMS320VC55O9A 的所有片上资源进行初始化设置，即对寄存器进行设置，以能够正确使用其功能。然后，编写各功能模块子程序， 完成模块的子功能设计，以便主程序调用。最后，通过主程序调用子程序完成 整个功能的实现。

5.2.2模数转换的控制与实现

根据设计要求，我们需要对采集到的八通道孕妇体表ECG 数据进行模数转 换处理，系统设计采样频率为300Hz 。设计采用AD 公司的AD7327作为模数转换芯片，由前面介绍可知。AD7327是一款500kSPS 、8通道、软件可调、双极性、有符号12位ADC 。通过片内序列寄存器对输入通道的选择和控制寄存器里对Seql 位和Seq2位的设置，AD7327可以被配置在自动循环模式。系统上电之后, 所有的四个片一内寄存器都被设置为初始值。每个模拟通道的输入默认范围是一10V —10V 。如果需要设置其它的模拟通道输入范围，则需要对输入幅度寄存器进行配置。这两个初始化配置只有在模拟通道输入范围不是默认范围的时候才是必须的。当配置完模拟输入通道范围之后，就需要对序列寄存

器进行配置以选择哪些模拟通道是使能的。一但对模拟通道进行了选择，就可以写控制寄存器，同时把Seql 设置为O ，把Seq2设置为l ，以完成对转换顺序的初始化。只要序列寄存器的值和控制寄存器中Seql 和Seq2的值不发生改变，AD7327就会按照己设定的顺序进行模数转化。

5.2.3数字陷波器设计

数字滤波器与模拟滤波器相比具有一些明显的优点，比如精度高、稳定性好、灵活性强及可预见性、不要求阻抗匹配以及能够实现模拟滤波器无法实现的特殊滤波等。不过数字滤波器的运算量一般情况下会比较大，但随着现代计算机技术的不断向前发展，可以越来越简便地实现数字滤波器的设计。

基线漂移的原因有多种，其中由于运动造成体表电极与皮肤之间细微的滑动和硬件元件热效应造成参数变化是主要原因。本系统采用非线性高通滤波的方法抑制基线漂移。具体方法是将腹部电信号通过中值滤波得到基线信号并与原腹部信号相减。

数字滤波器种类很多，一般来说可以分为经典滤波器和现代滤波器。现代滤波器主要是从含有噪声的数据记录中估计出信号的某些特征或信号本身，以Wiener 滤波器为代表，此外还有卡尔曼滤波、线性预测器以及自适应滤波器等。经典滤波器是基于傅里叶理论，假定输入信号x(n)的有效成分和噪声处在不同的频带，通过构造线性系统来达到滤波的功能。

5.3胎儿心电信号分离算法

本设计提出了胎儿心电提取的方法是小波分析与自适应滤波相结合的方法。自适应滤波和小波分析都属于经典的信号处理算法，将二者相结合应用于胎儿心电信号提取，通过将母体心电信号做多尺度小波分解后，然后对各层小波系数采用自适应滤波算法进行处理，最后通过小波重构得到胎儿心电信号。

5.3.1自适应滤波算法原理

自适应滤波的核心是自适应滤波器的设计，而滤波器设计的关键是自适应

滤波算法，算法应具有较好的“自学习”和“跟踪”能力。根据优化准则的不同，自适应滤波算法可以分为两类最基本的算法：最小均方误差(Least Mean Square ，LMS) 算法和递推最小二乘(Resource Least Square ，RLS) 算法。LMS 算法基于最小均方误差准则，通过调整自适应滤波器的系数使滤波器的输出信号与期望输出信号之间的均方误差最小。RLS 算法基于最小二乘准则，调整系数使估计误差的加权平方和最小。

LMS 算法结构简单易于实现，计算复杂度低，鲁棒性强，因而是目前应用最为广泛的自适应算法之一。其不足之处是收敛速度慢，而且对输入相关矩阵条件数的变化比较敏感，特别是在信噪比较小及信号与噪声有一定相关性时，其滤波效果明显降低。RLS 算法具有较好的收敛性能和跟踪能力，但是要求较多的计算量，RLS 自适应滤波一般用于要求较高的场合。

5.3.2小波分析原理

小波变换是 Fourier 变换划时代的发展结果，Mallat 在多分辨分析的基础上，构造了快速小波算法—Maxlat 算法，标志着小波分析从理论研究走向了应用研究。小波变换(Wavelet Transform，WT) 是一种窗口大小固定不变但其形状可改变，时间窗和频率窗都可以改变的视频局部化分析方法。即在低频部分具有较低的时间分辨率和较高的频率分辨率，在高频部分具有较高的时间分辨率和较低的频率分辨率，适用于非平稳信号的分析和特征提取，所以小波变换被誉为“数学显微镜”。在处理分析信号时，小波变换具有对信号的自适应性。

小波变换时所使用的小波函数具有多样性，同一问题选用不同的小波函数会得到不同的结果。目前广泛使用的有 Haar 小波、Daubechies 小波、Morlet 小波、Coiflet 小波等。Mallat 提出了小波分解和重构的快速算法，称为 Mallat 算法，相当于 Fourier 变换中的快速 Fourier 变换。Mallat 算法不需要知道尺度函数和小波函数的具体结构，仅根据滤波器的系数即可实现对信

号的快速分解与重构。其优点是运算简单，速度快，信息无冗余，但缺点是变换不具有线性相位。Mallat 算法是目前小波分解最常用的方法。