光伏并网发电模拟装置报告
光伏并网发电模拟装置（A题） 摘要：
整个光伏发电逆变系统确定采用全桥作为逆变器的拓扑结构，通过比较选择单极性正弦脉宽调制作为逆变器的调制方式。整个系统的硬件部分包括主电路、驱动电路、采样调理电路和保护电路，以及数字控制系统的硬件电路。基于MSP430F5529平台的逆变器软件设计则包括最大频率跟踪的数字PI实现以及SPWM的数字生成和ADC的软件校正等。最后的作品测试结果表明，逆变器的输出功率、系统效率、负载调整率等各项指标均满足要求，仅波形畸变率较大，系统具有优异的稳态性能但动态性能略差。
关键词：
逆变器，正弦脉宽调制, 最大频率跟踪，光伏并网
Abstract：
The Photovoltaic Inverter System is developed with full-bridge topology. The hybrid SPWM modulation is chosen by comparing several classic modulation methods. The whole system consists of hardware designs such as main circuits, driver circuits, sample and signal conditioning circuits, protecting circuits and the software designs such as the realization of PI control strategy and the rectification of the ADC precision in MSP430F5529. Finally, the experiments on the system indicate that all the performance including the output power, the efficiency and load regulation of the experimental prototype proves to be qualified, only waveform distortion rate is too large. The PV inverter system has excellent steady-state characteristics but dynamic performance slightly worse.
Key words：
inverter, SPWM, MPPT, grid photovoltaic
1 方案论证与比较
1.1 设计需求
1.1.1 基本要求
（1）具有最大功率点跟踪（MPPT）功能：RS和RL在给定范围内变化时，1使UdUS，相对偏差的绝对值不大于1%。 2
（2）具有频率跟踪功能：当fREF在给定范围内变化时，使uF的频率fF=fREF，相对偏差绝对值不大于1%。
（3）当RS=RL=30Ω时，DC-AC变换器的效率≥60%。
（4）当RS=RL=30Ω时，输出电压uo的失真度THD≤5%。
（5）具有输入欠压保护功能，动作电压Ud（th）=（25±0.5）V。
（6）具有输出过流保护功能，动作电流Io（th）=（1.5±0.2）A。
1.1.2 发挥部分
（1）提高DC-AC变换器的效率，使≥80%（RS=RL=30Ω时）。
（2）降低输出电压失真度，使THD≤1%（RS=RL=30Ω时）。
（3）实现相位跟踪功能：当fREF在给定范围内变化以及加非阻性负载时，均能保证uF与uREF同相，相位偏差的绝对值≤5°。
（4）过流、欠压故障排除后，装置能自动恢复为正常状态。
（5）其他。
1.2 总体方案及框图
针对系统指标要求，本项目设计组成见图1所示。逆变器部分包括单片机主控制单元、信号采样调理电路、逆变器主电路、低通滤波器、驱动保护电路等。逆变器部分的主要功能为：在功率电路方面，前一级直流电压输入经过桥式逆变器成为高频矩形脉冲形式的交流电压，再经过后一级的低通滤波器，成为光滑的50Hz正弦交流电输出。在控制电路方面，采样电路采样输出电压、电流信号，并通过调理电路，将采样信号调理至数字控制部分的电平幅值范围内。如系统出现过载或过流的情况，则产生保护信号，关闭四路开关管的驱动输出。数字控制部分主要负责运算处理环节，运用合适的算法实现闭环控制策略，产生相应的控制信号经过驱动电路，控制全桥电路的开关管，从而实现整个逆变器的闭环控制，
使输出满足系统设计的性能要求。
图1 总设计框图
1.3 实现方案的分析
1.3.1 DC-AC逆变拓扑结构
逆变器常用拓扑结构主要包括如下几类：
（1）单相半桥逆变器
这种逆变器所用的功率管数目少，主电路结构简单，广泛应用于单相和三相逆变器中，但是也存在如下缺点：
a. 直流电压利用率低；
b. 输出谐波含量大；
c. 必须设置死区时间，输出电压波形发生畸变；
d. 续流二级管为功率开关管的体二级管，性能较差，很难得到优化设计。
（2）全桥逆变器
全桥式逆变器需要用四个功率开关管，其特点包括：
a. 功率开关管的电压应力为Ud，适合用于高压输入场合；
b. 输出为两态+1，－1或者三态+1，0，-1，可分别实现双极性和单极性调制；
c. 必须设置死区时间，输出电压波形会发生畸变。
半桥电路结构简单，但它需要外接正负直流母线电压，其幅值超过输出电压最大值的两倍，器件电压应力大，直流电压利用率低；桥臂只能输出+1和-1两态电平，工作于双极性调制方式，桥臂输出波形谐波含量大，需要高的开关频率
和大的滤波器。以上几点也是半桥型逆变器的缺点。
全桥电路结构相对复杂，但控制灵活，且输出电压是半桥电路的两倍，开关管所承受的电压、电流应力均相对较低，且控制方式灵活，尽管所用的功率管的数量较多，但容易进行多种组合实现软开关技术，因而在各种场合尤其较高功率输出的情况得到十分广泛的应用。
整个光伏发电逆变系统确定采用全桥作为逆变器的拓扑结构
1.3.2 光伏逆变器的SPWM控制波形产生方案
方案一：用分立器件电路产生，主要由三角波发生器、正弦波发生器和比较器组成，但由于其电路复杂、灵活性差、调试困难等缺点，因此一般很少采用。
方案二：用专有集成芯片产生，虽然功能较强，输出波形质量较高，但是灵活性差、采用性能优良的控制方法能力差、成本较高，不适合小系统的设计需要。
方案三：用单片机或者数据信号处理器等数字控制器实现，目前许多单片机都具有产生SPWM波的功能。采用单片机具有电路简单可靠、灵活性好、可以采用性能优良的控制方法，而且方便实现系统状态监控、显示和处理，使整个系统控制非常方便。
鉴于上述分析，选用方案三。
1.3.3 MPPT的实现方案
根据题目要求，需实现MPPT（Maximum Power Point Trace）即最大功率点跟踪功能。
方案一：采用扰动观察法。把输出电压值的变化量△U称之为扰动， 通过不断施加扰动△U，并测量比较其功率的变化，使太阳能阵列的输出功率趋于最大。
方案二：采用恒定电压跟踪法。根据在不同日照强度时其IV曲线，可以说明其最大功率输出点大致对应于某个恒定电压Um，则使太阳能电池阵列的输出电压箝位于Um的值即可，实际上是把MPPT简化成稳压控制，这就构成了CVT 式的MPPT控制。
上述两种方案，方案一扰动观察法是实现MPPT常用的方法之一，其结构
简单，被测参数少，但由于始终有士△U的存在，故只能在最大功率点附近振荡运行，导致了有部分功率会损失。而且初始值及跟踪步长的给定对于跟踪精度和速度都有较大的影响。方案二恒压跟踪法控制简单，易于实现，可靠性高；且系统不会出现振荡，具有良好的稳定性，硬件电路设计简单，方便实现。另根据题目光伏模拟电池为实验室可调直流稳压电源，故选用方案二。
1.3.4 SPWM的控制方法
逆变器采用SPWM方式，可以有效地抑制谐波，在频率、效率各方面都有明显的优点，使逆变电路的性能与可靠性有明显的提高。SPWM调制的工作原理是采用正弦控制信号m与高频三角波载波c相交截，产生正弦脉宽调制信号，再经过逻辑变换、功率放大等，得到功率管的驱动信号，控制功率管的开通与关断，从而在逆变器的输出端得到正弦调制输出。由于三角载波的频率通常较高，理论上其输出电压波形的谐波频率主要集中在较高的频段上，所以经过一级低通滤波器就可以得到较为理想的正弦波输出电压。这也是正弦脉宽调制技术得到广泛应用的原因之一。
根据每发生一次开关时输出电压的脉冲极性变化情况，正弦脉宽调制可以分为双极性调制（Bipolar PWM）方式和单极性调制（Unipolar PWM）方式。
（1）双极性调制方式
双极性调制时，逆变全桥电路的对角功率管（S1/S4，S2/S3）同时开通和关断，两组互补导通，所有功率管均为高频开关。如图2所示，每发生一次开关，逆变桥的输出电压UAB为正输入电压或负输入电压，从而在输出电压的半个周期内，UAB在+Ud和-Ud电平之间切换，即+1/-1（或-1/+1）切换方式，整个输出电压周期内得到两态的输出电压波形。
u
-U图2 双极性SPWM生成机制
图3 单极性SPWM生成机制
（2）单极性调制方式
传统的单极性调制方式原理如图3所示，逆变桥的两个桥臂分别通过三角载波c与正负正弦调制信号（m、-m）相交截分开调制，当对角功率管开通时（S1/S4或S2/S3），逆变桥输出UAB为+Ud或-Ud；当桥臂上部两只功率管（S1、S2）或下部两只功率管开通时，逆变桥的输出UAB为零。这样，每发生一次开关，输出电压UAB在0与+Ud或0与-Ud之间变化，从而在输出电压的半个周期内，UAB为+Ud和0或-Ud和0，即+1/0（0/+1）或-1/0（0/-1）切换方式，整个输出电压周期内所得到三态的输出电压波形。
在传统的单极性调制方式中，所有的功率管仍为高频开关。与双极性调制相比，其开关频率在“实效上”增加一倍，同时，每次开关输出电压的变化从前者的2Ud降低到Ud，其输出电压波形的谐波频谱会有所改善。
同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间。死区时间的长短主要由开关器件的关断时间决定。死区时间会给输出的PWM波带来影响，使其稍稍偏离正弦波。 2 理论分析与计算
2.1 MPPT控制策略及实现
在本题条件下对光伏电池进行模拟，要使得DC/AC逆变器具有最大功率点跟踪（MPPT）功能，就是要使得Ud=Us/2；利用两个电压采样电路对直流稳压电源Us和输入电压值Ud同时进行采样，计算采样值AD_averag0(输入电压值Ud对应的采样值)与电压计算值AD_PI_OUT_REF(根据直流稳压电源Us对应采样值
AD_averag2计算得到的基准值)的误差；将其误差转化为调制载波比的误差，对调制载波比采用增量式PI算法∆u(k)= u(k)-u(k-1)= Kp*[e(k)-e(k-1)]+Ki*e(k)进行调节，目的即是使得Ud=Us/2；通过调节调制载波比来调节功率输出的大小，实现：当输出电压Ud>Us/2时，增大调制载波比，使输出电流增大，从而使Ud(Us-Id*Rs)下降；当输出电压Ud
2.2 数字锁相（同频、同相）控制策略及实现
并网部分要求工作时的负载电流必须与电网电压信号严格的同频同相，才能保证整个系统的安全运转，为了实现这个目标，通常使用锁相环来实现，本次设计用软件方式实现锁相，具体实现方法为：
利用正弦电压过零检测电路将模拟电网电压的正弦参考基准信号转换为与其同频同相的方波信号，再利用MSP430F5529单片机的输入捕捉功能分别对方波信号的上升沿与下降沿进行捕捉。
锁频、锁相的实现：利用MSP430F5529单片机的P2.4口对模拟电网电压对应的方波信号的上升沿与下降沿进行捕获（其以MSP430F5529内部的TIMERA2为时基），在上升沿到来时开始输出SPWM波，下降沿到来时输出置零，实现同频、同相。
2.3 提高系统效率方法
光伏发电装置的主要损耗有功率开关器件、滤波电感以及控制电路功耗。为提高系统效率，可采取选择合适的开关频率、性能优越的开关器件（通态电阻小、开关时间短）、增大滤波电感以减小电流纹波以及开关器件吸收电路。提高MPPT精度可以提高光伏电池利用率，即也提高效率。
2.4 滤波参数的计算
逆变器输出低通滤波器用来滤除逆变器全桥输出SPWM波中的谐波分量。滤波参数的选择必须适当。滤波时间常数越大，不仅造成滤波电路的体积和重量过大，而且滤波电路引起的相位滞后也越大，采用闭环电压反馈控制时，整个系统的稳定性就越差。反之，滤波参数选得过小，系统中的高频分量便得不到很好的
抑制，输出电压不能满足波形失真度的要求。因此，选择滤波器参数时要综合考虑这两方面的因素。本课题的输出低通滤波器设计应该满足以下要求： 满足系统要求的输出波形失真度指标；
减小系统的无功电流容量，避免由于逆变器功率管的通态损耗增加，而降低
整机的效率；
减小逆变器的输出阻抗，提高输出电压的精度；
限制负载短路时的电流上升率；
尽量提高滤波器的谐振频率，使滤波器的体积、重量较小。
本设计中输出交流电压的频率为f0为50Hz，逆变器的开关频率为25KHz，滤
波器的转折频率一般取为(5～10) f0，输出滤波电容Cf用来滤除输出电压u0错误！未找到引用源。的高次谐波。为了减少输出功率的无功分量，一般选取Icf≤0.2Iomax为宜，其中Iomax为满载时的输出电流。
Iomax 2A 2-4-1
因此滤波电容Cf值应满足下式：
Cf0.2Iomax 2foUo 2-4-2
由上式计算可得，输出低通滤波器的电容Cf值取小于85uF。
输出滤波电感的选取
由上述分析的滤波器的转折频率为基波频率5～10倍，并在确定输出滤波电容的基础上，可以选择输出滤波电感Lf的值：
Lf1
(2Nfo)2Cf 2-4-3
其中，N代表转折频率的倍数，一般取5～10。这里取N=10，综合电感体积等因素，确定电感Lf值约为2mH。
3 电路与程序设计
3.1 DC/AC主电路与器件设计
主回路拓扑选择全桥逆变电路，上桥壁两个管子的漏极端需要一个浮点电压，因此选择IR21094实现高端驱动。
由于输入Us为60V，为保证开关管不被击穿并留有一定裕量设计选择IRF540（耐压100V、额定电流27A、通态电阻70mΩ）。
由于有无功功率回馈到输入侧，且功率场效应管体二极管性能差，全桥逆变电路的功率场效应管反并肖特基二极管为SB560（耐压60V、压降0.67V、额定电流5A）。
为减小输入端电压纹波，无功功率不回流到光伏电池，Ud端并电解电容1000uF/100V。
3.2 控制电路及控制程序设计
3.2.1 控制电路
驱动电路采用了2个MOSFET栅极驱动控制专用集成电路芯片IR21094。该芯片为14引脚封装，由两个独立的高端和低端输出通道，产生互补的逻辑信号，可驱动同桥臂的两个MOSFET，内部自举工作，允许在600V电压下直接工作，栅极驱动电压范围宽（10~20V），施密特逻辑输入，输入电平与TTL及CMOS兼容，死区时间可调，输出、输入同相，低边输出死区时间调整后与输入反向。当逆变主电路工作时，2个IR21094芯片的IN引脚的输入由单片机产生。
前级采用EL817非线性光耦将单片机控制电路与功率电路部分隔离。由于光耦的压摆率较低，中间级用施密特反向器CD4010对控制信号整形。设计电路如图4所示。
图4 主电路及控制电路
3.2.2 程序设计
单片机定时器UP模式生成高频三角载波频率为5kHz，利用MATLAB生成正弦波数模作为调制波，产生两路互补SPWM波，时序图如下
图5 SPWM波时序图
3.3 采样电路设计
为了实现闭环控制，必须对系统各部分运行参数进行全面的检测，对各种信号进行及时的采样。光伏发电系统逆变器的运行信号包括逆变器输出电压相位、输出电压频率、输出电感电流以及直流母线输入电压、电流等。采样、调理电路必须对这些信号进行有效的预处理，使之符合数字控制部分的输入幅值要求，以方便数字控制部分根据相应的反馈信号，采用合适的算法实现有效的闭环控制。
1）电压、电流信号采样
电压信号采样：对电压量的采样选用电压传感器VSM025A，它的原边与副边
是绝缘的，额定测量电压为500V，原边额定电流为10mA，原、副边转换率为2500：1000，具有出色的精度和线性度、抗外界干扰能力强、温漂低、共模抑制比强、反应时间快、频带宽等特点，非常适用于逆变电源系统。电压采样电路如图6所示。
电流信号采样：对电流量的采样选用霍尔电流传感器CSM005A。它是应用霍
尔效应原理的新一代电流传感器，能在电隔离条件下测量直流、交流、脉冲以及各种不规则波形的电流。它的额定测量电流达5A，原副边匝数比为5：1000。具有高精度、高线性度、低温漂、抗干扰能力强等优点，广泛的应用于逆变器系统中。电流采样电路如图7所示。
图6 VSM025A的电压采样电路
图7 CSM005A的电流采样电路
逆变器的数字控制部分选用TI公司的数字信号处理器MSP430F5529，该处理器内部集成的A/D转换器允许输入电压范围是0～3 V，因此必须要选取合适的测量电阻采样信号才能输入到处理器的A/D采样单元。
2)基准正弦电压频率捕获：根据指标要求，输出交流电压信号必须与模拟基准正弦信号同频，因此需要采样输如电压的频率，以便有效地控制输出电压频率。频率捕获电路如图8所示。信号通过一级的过零比较器，得到相应的频率捕获信号，并将信号送入MSP430F5529的捕获引脚。
图8 电压频率捕获电路
4 测试方案与测试结果
4.1 测量仪器
直流稳压电源： YB1732A。 数字示波器： 196C。 数字万用表： UT802。
函数信号发生器：F20A
4.2 测量结果
表1 主要测试结果
4.3 测试结果分析
由测试结果可见，基本要求以及发挥部分均达到所需指标：
1） 具有最大功率点跟踪功能，在各种负载情况下Ud均稳定在 30V 左右。 2） 具有频率跟踪功能，相对误差 0 。实际跟踪范围超过45HZ-55HZ 。 3） 在各种负载情况下，DC-AC变换效率超过 60% ，最高达 74% 。 4） 输出失真度在 8% 附近。
5） 具有欠压保护功能，且在故障排除后能自动恢复正常状态。 6） 具有相位跟踪能力，在各种负载情况下，偏差小于0°。
7） 为模拟实际电网电压畸变的情况，本系统可在输入正弦参考信号畸变
（例如输入方波信号）的情况下正常工作。
5 结论
经测试，除波形畸变率较高外，均基本满足要求。由软件产生PWM波时，单片机精度不够，第一个和最后一个SPWM波会漏掉，滤波后波形的交越失真由此而来。
滤波后经变压器的输出波形谐波分量大，频段集中在150Hz~800Hz，可能并不是对5kHz的开关谐波滤波不足，而是电路的滤波参数选取不当致使Q值过大。
在软件实现锁频锁相的功能时，波形的畸变率加大，SPWM波是固定50Hz频率的，当频率在45Hz~55Hz变化时，通过强制截断SPWM波手段实现，虽因频率变化范围不大，对波形影响较小，但优化软件设计也是减小波形失真度一个主要方向。
主电路的效率不够高。测试过程中滤波电感发热严重，可能大量功率损耗再电感铜耗上了。选用直径更大漆包线，或双股线绕制可改善。
6 参考文献
【1】 康华光.电子技术基础[M].第五版.武汉：高等教育出版社，2005.
【2】 谭浩强.C程序设计.第三版.北京：清华大学出版社，2005.
【3】 黄争.德州仪器高性能单片机和模拟器件在高校中应用和选型指南.上海:德州仪器半导体技术有限公司大学计划部，2012.
【4】 李先允.电力电子技术.第一版.北京：中国电力出版社，2006.
7 附录
7.1 元器件清单
表2 元器件清单
7.2 总原理图
TA1CCR0 = 2500;
{
}
{
7.3 部分原程序
void ADC_Init(void)
TA1CCTL0 = CCIE;
void SPWM_Init(void)
TA1CCTL2 = OUTMOD_0;
TA1CCTL1 = OUTMOD_0;
P2SEL |= BIT0 + BIT1;
P2DIR |= BIT0 + BIT1;
ADC12CTL0 = ADC12ON+ADC12SHT0_4;
TA1CTL = TASSEL_2 + TACLR + MC_3 ;
ADC12MCTL0 = ADC12INCH_6;
ADC12CTL1 = ADC12SHP + ADC12SSEL_3; // Use sampling timer
P6SEL |= BIT6; // Enable A/D channel A0
ADC12IE = ADC12IE0;
ADC12CTL0 |= ADC12ENC; // Enable conversions }
void PI_adjust(void) { }
void main(void) {
Init_all(); ADC_Init(); Meas_Freq_Init(); SPWM_Init(); while(1) {
LPM0; PI_adjust(); LPM0; ek1 = ek;
ek = Sample_volt - Vref;
mod_inc = Kp * (ek - ek1) + Ki * ek; mod += mod_inc; if(mod > mod_max)
mod = mod_max;
else if(mod
mod = mod_min;
Meas_Freq(); } }
#pragma vector=TIMER1_A0_VECTOR __interrupt void TIMER1_A0_ISR(void) { }
if(flag == 1) {
if(index == 49) {
index = 0;
TA1CCTL1 &= ~OUTMOD1;
}
else {
TA1CCR1 = (uint16_t)(TA1CCR0 * spwm[index++]) * mod;
}
} else { }
if(index == 49) { } else { }
TA1CCR2 = (uint16_t)(TA1CCR0 * spwm[index++]) * mod; index = 0;
TA1CCTL2 &= ~OUTMOD1;
#pragma vector = ADC12_VECTOR __interrupt void ADC12_ISR(void) { }
#pragma vector=RTC_VECTOR,PORT2_VECTOR,TIMER2_A0_VECTOR, \ USCI_B1_VECTOR,USCI_A1_VECTOR,PORT1_VECTOR, \
DMA_VECTOR, USB_UBM_VECTOR,TIMER0_A1_VECTOR,TIMER0_A0_VECTOR, \
USCI_B0_VECTOR,USCI_A0_VECTOR,WDT_VECTOR,TIMER0_B1_VECTOR,TIMER0_B0_VECTOR, \
COMP_B_VECTOR,UNMI_VECTOR,SYSNMI_VECTOR __interrupt void ISR_trap(void) {
// the following will cause an access violation which results in a PUC reset while(1); }
Sample_volt = ADC12MEM0 / 4096.0 * ADC_Vref; if(Sample_volt
LPM0_EXIT;
TA1CCTL1 = OUTMOD_0; TA1CCTL2 = OUTMOD_0; while(1);
//2.5V欠压保护