电力拖动自动控制系统仿真作业

电力拖动自动控制系统

仿真作业

单闭环

例：直流电源为UN=220V的阶跃信号,电动机电动系数Ce=0.192V*min/r； 晶闸管整流装置，放大系数 Ks=44; 滞后时Ts=0.00167; 电枢回路总电阻R=1.0Ω；电枢回路电磁时间常数Tl=0.017， 电力拖动系统机电时间常数Tm=0.075；Kp=0.56 ；

转速反馈系数α=0.01 V*min/r；

(一)、直流开环调速

分别在0.4s和0.5s时各加一个负载，负载U=220V的仿真图如下：

电流波形：

转速波形：

结果分析：在图形上可以看到直流电动机启动时为空载启动，由于启动电流很大所以转速在暂态上升几乎趋近线性，最终转速稳态值nN=2.8*104，电流稳态值IN=0A；在0.3S加负载扰动时转速下降，电流增大0.5s后转速接着下降，电流上升。

（二）、负载扰动前未加积分环节 仿真图：

1、Kp=0.56，电流环

转速环

结果分析：nN1=1.25*104加载后n1=1.06*104;速降Δn=0.19*104

p

转速环

结果分析：nN2=1.5*104加载后n2=1.48*104;速降Δn1=0.02*104

p

转速环

p

转速环

结果分析：震荡收敛。

p

转速环

结果分析：震荡收敛困难。

p

转速环

结果分析：震荡收敛发散。

小结：直流单闭环系统在负载扰动之前未加积分环节是无法实现无差调节的，但是通过调整K的大小来减小速降，实验结果说明KP越大即K越大速降就越小，但由后面4，5，6的实验图形看出KP过大时系统会出现震荡，特别大时震荡将不收敛，系统就不稳定了。

（三）、在负载扰动前加积分环节的仿真电路图

示波器波形，电流环

转速环

结果分析：在负载扰动前加一个积分环节，转速环能够实现转速无差调节。

双闭环

例：习题3-10

（一）、ACR 的设计

（1） 确定时间常数

1）整流装置滞后时间常数TS,三相桥式电路的平均失控时间TS=0.0017s

2）电流滤波时间常数Toi。Toi=2ms=0.002s

3）电流环小时间常数之和Ti。按小时间常数近似处理，取TiToiTS=0.0037s。

（2） 选择电流调节器结构

根据设计要求i5%，并保证稳态电流无差，可按典型I型系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型电流调节器。检查对电源电压的抗扰性能：Tl0.038.378，查看表3-2的典型I型系统Ti0.0037

动态抗扰性能，各项指标都是可以接受的。

（3） 计算电流调节参数 电流反馈系数：10V108.772103 1.5IN1.5*760

电流调节器超前时间常数：电流环开环增益：要求i5%时，iTl0.031s。

应取KITi0.5，因此，KI0.50.51s135.1s1 Ti0.0037

KIiR135.10.030.140.89 KS758.772103于是，ACR的比例系数为Ki

(4)校验近似条件

电流环截止频率：ciKI135.1s1

1）校验晶闸管整流装置传递函数的近似条件

11196.1s1ci 13Ts30.0017s

2）校验忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件

3150.91ci满足近似条件 3）校验电流环小时间常数近似处理条件

11180.81ci满足近似条件 3（5）计算调节器电阻和电容

电流调节器原理如图3-21所示，按所用运算放大器取R040k，各电阻和电容值计算如下：

RiKiR00.894035.6K取40K

Cii

Ri0.031F0.775F取0.75F 40000

Coi4Toi40.0020.2F取0.2F R040000

按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为

i4.3%5%（见表3-1）满足设计要求

故ACR的传递函数为

WACRsKiis1

is0.890.031s1

0.031s

（二）、ASR的设计

（1） 确定时间常数

1）电流环等效时间常数10.0074s。 KI

2）取转速滤波时间常数Ton0.02s。

3）转速环小时间常数Tn。按小时间常数近似处理，取

Tn1Ton0.00740.0020.0274s KI

10V10V0.0267Vmin/r。 nN375r/min4）转速反馈系数

(2)选择转速调节器结构

按照设计要求，选择PI调节器，其传递函数WASRsKn(n1) ns

计算转速调节器参数

按跟随和抗扰性能都较好的原则，取h=5，则ASR的超前时间常数为 nhTn50.0274s0.137s

转速开环增益Knh16396.35s2 22222hTn250.0274

于是，可求得ASR的比例系数为

(h1)CeTm68.7721031.820.112Kn10.475 2hRTn250.02670.140.0274

检验近似条件 转速环截止频率为nKN

1KNn396.350.13713.51s1

1）电流环传递函数化简条件

163.7s1n满足简化条件 2）转速环小时间常数近似处理条件

127.4s1cn满足近似条件 计算调节器电阻和电容

转速调节器原理图如图，取R040k，则

RnKnR010.47540k419取430k

Cnn

Rn0.1376F0.318610F0.3186F取0.2F 343010

Con4Ton40.02F2106F2F取2.2F 3R04010

校核转速超调量

当h=5时，由表查得，n37.6%，不能满足设计要求。实际上，由于表示按线性系统计算的，而突加阶跃给定时，ASR饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR退饱和的情况重新计算超调量。

设理想空载起动时z=0,当h=5时由表3-5查得Cmax/Cb81.6%

7600.14

0.0274n281.2%1.59.155%10% 3750.112

能满足设计要求。

故ASR传递函数为WASR(s)Kn(ns1)10.475(0.137s1) ns0.137s

（三）、设计仿真

1）双闭环调速系统的动态结构图

2）仿真结果图

3）仿真结果分析

最终给结果稳定在标准值附近，所以本次设计是成功的。