同轴腔带通滤波器设计
第20卷第2期 微 波 学 报Vol. 20No. 2
2004年6月JOURNAL OF MICROWAV ES J un. 2004文章编号:100526122(2004) 0220055204
同轴腔带通滤波器的一种设计方法
徐鸿飞1 朱成钰1 刘 坚2 孙忠良1
Ξ
(1. 东南大学毫米波国家重点实验室, 南京210096; 2. 西南电子电信技术研究所上海研究处, 上海200232)
摘 要: 采用负阻线子网络[1]构造了多腔耦合的同轴带通滤波器电路模型, 应用电路分析软件对滤波器进行了分析优化, 得到腔体之间耦合系数和接入点位置。应用三维全波分析软件, 分析了腔体结构参数与耦合系数和耦合窗的关系。以这种路和场的仿真、优化相结合的方法, 得出了滤波器的耦合和输入输出结构参数。运用该方法设计的中心频率2. 4GHz , 通带100MHz 关键词: 带通滤波器, 同轴腔谐振器, 全波分析, 电路优化
A Design Method for Filters
X , Zhu , Jian 2, Sun Zhongliang 1
W L ab , Southeast U niversity , N anjing 210096;
2. B Research Institute of Elect ronic com m unication , S hanghai 200232)
Abstract : A circuit model for coaxial cavity filter constructed from negative sub networks [1]is presented in this pa 2per. Based on this model , circuit parameters such as cavity coupling factors and input 2output locations of are optimized by commercial microwave circuit simulation software. The width of cou pling windows between the cavities and diameters of in 2put 2output lines are acquired by modal frequency analysis and full wave optimization with commercial 3D full wave simula 2tion software. A six 2cavity band pass filter with a pass band of 100MHz at 2. 4GHz designed in this way has the response coincided with the result of circuit simulation.
K ey w ords : Band pass filter , Coaxial resonator , Full wave analysis , Circuit optimization
引 言
同轴腔带通滤波器广泛应用于通信、雷达等系统, 按腔体结构不同一般分为标准同轴、方腔同轴等。同轴腔体具有Q 值高、易于实现的特点, 特别适用于通带窄、带内插损小、带外抑制高的场合。其传统设计方法是:按照响应要求(如切比雪夫响应) 查表, 推算腔体之间耦合系数, 在此基础上利用近似
[2～4]
的计算方法设计相应耦合及输入输出结构。
近年来, 商用微波电路仿真、优化软件和电磁场分析优化软件迅速发展。其功能也越来越齐全, 为微波元件和电路的设计起到很大的推动作用。就滤波器而言, 大多数微带、带状线结构的滤波器在提出拓扑结构后, 可以借助于这些商用软件进行分析和优化。Gustavo L. R. 等利用负阻线网络建立多根带状线耦合电路模型, 用于设计微带和带状线梳状
线、交指线滤波器电路仿真。但对同轴腔体滤波器而言, 目前还没有设计电路仿真模型。
本文采用负阻线子网络[1]构造了多腔耦合的同轴带通滤波器电路模型, 对中心频率2. 4GHz 、通带100MHz 的六腔滤波器进行了分析优化, 得到腔体之间耦合系数和接入点位置。应用三维全波分析软件, 分析了腔体结构参数与耦合系数和耦合窗的关系, 得出了滤波器的耦合和输入输出结构参数。设计的滤波器的实际测试结果与电路仿真结果基本一致。
1 电路模型
1. 1 负阻线模型
Gustavo L. R. [1]采用一个电流控制电流源(CCCS ) 和一个电压控制电压源(VCVS ) 构造了如
图1所示的网络n , 通过合理设置其参数(具体设置
Ξ
收稿日期:2003205227; 定稿日期:2003212204
56
微 波 学 报 2004年6月
见参考文献[1]) , 使其ABCD 矩阵近似为:
A
B 1
≈C 0-
(1)
图4 同轴滤波器示意图
Z e Z o =Z c
2
(3)
因此:
k =
图1 负阻线子网络
22
Z c
2(4)
利用该负阻线子网络将3个TEM
耦合线(图
2) 化为两对双耦合线(图3) 。数保持不变, 与两个负阻线子网络。
在, 5所示的电路模
(Z e23, 的(Z e12, Z o12) 、
) (Z e45, Z o45) 、(Z e56, Z o56) , 输入Z IO 和引线位置l 1以及各腔的加载电容C t 1, C t 2, C t 3, C t 4, C t 5, C t 6作为优化参数
。设立优化目标使通带2400±50MHz 内|S 21|>-0. 5dB ,|S 11|35dB (f s 1=2300MHz , f s 2=2500MHz ) 。主要优化结果见表1, 此时滤波器电路响应如图6所示。
1. 2 滤波器电路模型
通常, 同轴腔带通滤波器中心导体长度l 选择约为λ0/8, (λ0为通带中心频率对应的波长) 特性阻抗Z c 为75Ω, 接入点位置离短路面高度为l 1(图4) 。利用负阻线模型, 将六腔分解为(1,2) 、(2,
(3,4) 、(4,5) 、(5,6) 五对耦合腔。用5对理想耦3) 、
合线表示, 其单线特性阻抗Z 0为75Ω, 考虑到实际腔体中存在损耗, 将传输线损耗α设为0. 3dB/m , 耦合线对的奇偶模阻抗分别为(Z e12,
(Z e23, Z o23) 、(Z e34, Z o34) 、(
Z e45, Z o45) 、(Z e56, Z o12) 、
Z o56) , 输入输出线阻抗为Z IO , 构造电路模型如图4
[2,3]
图5 滤波器电路模型
表1 电路优化结构
Z e (Ω)
Z o (Ω)
k
78. 6377. 5277. 4077. 5278. 65
71. 5472. 5672. 6772. 5671. 54 0. 047
0. 033 0. 0315 0. 0330. 047
所示。
一对互相耦合的同轴腔之间的耦合系数可以用其奇偶模特性阻抗表示为:
k =
Z e +Z o
(2)
2 电磁仿真与优化和电路结构的实现
将电路优化的结果作为电路结构设计和电磁仿真的出发点。在该滤波器实现中, 选择方腔边长15mm , 高度16. 5mm , 中心导体外径5. 6mm , 内径4mm , 长度15. 6mm 。腔体上盖上设置调谐导体柱
奇偶模特性阻抗与特性阻抗Z c 之间的关系为:
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保持该结构不变, 设置输入输出结构, 输入输出线半径r , 长度为4. 7mm , 抽头点离短路面距离l 2为3. 9mm , 输入输出端口阻抗为50Ω
, 等效电路如图8所示。此时输入电抗为X c (f ) , 忽略电路损耗, 反射系数Γc 的相位φc 近似为:
φc ≈-2tg -1
X (f ) Z IO
(7)
图6 滤波器电路模拟响应
直径3mm , 长度ht i (i =1,2, …,6) , 来实现加载调
谐电容。通过开窗大小W i (i =1,2, …,6) 来调节腔体之间耦合。输入输出线的半径为r 。结构设计利用Ansoft HFSS 之间的耦合系数
(图7) 立谐振频率为f f 1, f 2。耦合系数为[5]:
k =
f
222
图8 频近, 磁模型中输入电抗
em X c (f ) 一致, 其入反射系数的相位φem 也应一致。因此, 在2. 3～2. 5GHz 频段内, 以Δf =10MHz 等间隔取n =21个
频点, 设目标函数F 为:
n
+f
2121
(5)
F =
i =1
∑(φem (f )
i
2
-φc (f i
) )
(8)
然后, 采用HFSS 对图9表示的电磁结构进行分析
和优化, 取r 的初值为0. 4mm , 优化r 值使目标函数F 最小化。优化结果r =0. 61mm , 此时φem , φc 见图10。
图7 耦合窗宽度与耦合量的关系
输入输出采用抽头方式, 这种方式可以有许多等效电路表达方式
[6]
图9 输入输出结构示意图
, 本文采用一段高阻线表示,
根据电路模拟结果, 输入输出引出线特性阻抗Z IO
=180Ω, 抽头位置离短路面3. 9mm 。为得出引出线的半径, 将应用电路分析和电磁场仿真相互结合的方法。本文提出以下几个步骤:构造单腔, 与图4中腔尺寸一致; 利用HFSS 本征模分析; 优化调谐柱的长度ht , 使本振模频率f 0=2. 4GHz , 优化结果ht =2. 73。此时, 终端加载电容C t 为:
C t =
πf 0Z c tg 2
λ0
(6)
图10 输入反射系数相位
计算得C t =0. 885p F 。
通过上述步骤, 由电路优化的结果通过电磁分
析和优化得到滤波器的结构参数(表2) 。
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实物进行调试和测试。从测试结果来看, 除带宽稍
窄(约小10%) 外, 带内插损和驻波、带外抑制等主要指标的测试结果与电路优化后的滤波器模拟性能基本一致。
致谢:感谢过常宁教授提供负阻线模型的文献来源和其他有益的建议。
参 考 文 献
〔1〕 Gustavo L R , Jose I Alonso. Simulation of interdigitated
structures using two 2coupled 2line models. Journal , 2000(6) :73～Microwave
表2 滤波器优化结构参数 mm
W 12
W 23
W 34
W 45
W 56
r
L IO
13. 19. 99. 69. 913. 10. 614. 7
注:W ij 为第i , j 谐振腔之间开窗大小, 见图4
3 实测结果和讨论
利用上述方法, 设计和制作了一个同轴腔带通滤波器, 其设计目标为:通带2400±50MHz 内S 21
小于-0. 5dB , S 11小于-20dB , 带外抑制>35dB (f s 1=2300MHz , f s 2=2500MHz ) 。所使用的腔体材料为铝材, 调谐杆为铜螺钉, 未镀银。实际测试结果是:通带2400±46MHz 带内插损-0. 9dB , -18dB , 带外抑制36dB 。实测结果如图
〔2 G , , Microwave Filters ,
2and Coupling Structures. Y :2Hill , 1964
〔S , Adelman J. Design of combline and interdigital
filters with tapped 2line input. IEEE Transactions on Mi 2crowave Theory and Techniques , 1988, 36(4) :759～763
〔4〕 Richard J Cameron. G eneral cou pling matrix synthesis
methods for chebyshev filtering functions. IEEE Trans 2actions on Microwave Theory and Techniques , 1999, 47(4) :433～442
〔5〕 Yu Rong , K awthar A Zaki. Full 2wave analysis of cou 2
pling between cylindrical combline resonators. 199947(9) :1921～1929
IEEE
Transactions on Microwave Theory and Techniques ,
图11 滤波器响应测试结果〔6〕 Amir Borji , Dan Busuioc , Safavi 2Naeini S , et al. ANN
and EM based models for fast and accurate modeling of excitation loops in combline 2type filters. IEEE M TT 2S Digest , 2002,2(6) :2105～2108
分析和优化中主要存在以下两个方面的误差来
源:1) 电路模型的中负阻线子网络模型是一个近似。将多腔耦合化为两个腔的耦合再由负阻线子网络连接起来, 忽略了不相邻腔体之间的耦合, 对通带较宽的滤波器势必造成较大的误差。2) 电磁分析中, 计算两腔之间耦合与窗口大小的关系时, 忽略了两边相邻窗口, 从而影响了耦合度计算的准确性。进一步的电磁优化和电路优化相结合的研究中, 需要从这两方面探讨减少误差的途径。
徐鸿飞 1989年毕业于东南大学电磁场与微波技术专业,
获硕士学位。现在东南大学毫米波国家重点实验室攻读博士学位。主要从事微波毫米波电路、目标电磁散射特性试验研究。
朱成钰 东南大学国家重点实验室高级技工, 长期从事微
波毫米波电路结构设计加工、调试。
4 结 论
本文采用负阻线子网络模型, 构造同轴腔带通滤波器的电路模型, 应用微波电路分析优化软件进
行分析和优化, 得到腔体之间的耦合系数和输入输出接入点等关键参数, 然后应用电磁波全波分析优化软件, 设计滤波器的结构参数, 包括腔体之间的开窗大小输入输出线的直径。对按照设计参数加工的
刘 坚 1986年毕业于东南大学微波技术专业, 现为西南
电子电信技术研究所高级工程师。主要从事微波元件与电路设计工作。
孙忠良 中国工程院院士, 东南大学毫米波国家重点实验
室教授、博士生导师。长期从事毫米波电路与技术研究。